电流检测电路电流模式控制是必要的。通过检测电源开关管上的电流，输出电流感应信号和斜坡补偿信号叠加并转换为电压信号，然后与误差放大器的输出进行比较，实现电流模式开关转换器电流内环的控制。事实上，有很多方法，有两种常见的方法，一种是与电源管串联的电阻Rsen；另一种是并联检测管复制比例电流，并联检测管复制比例电流的检测方法，有两种主要的实现结构，一种是运输结构，另一种是反馈。如果使用，显然会增加电路的复杂性和功耗。本文根据反馈控制电流源的原理设计了电流检测电路中的反馈网络。
电路原理图及电流源动态特性曲线如图1所示a)、( b)所示。根据电流源的特性曲线，偏置电路中各相关元件的电流特性只能与线性和非线性电流源相结合，以确保偏置电路有唯一稳定的工作点。
图1 反馈控制电流源原理图
电阻上的压降为VR,M3 管的过驱动电压为△，由M3、M4 电流相等的条件:
由此解决：
其中，VR = VGS3 - V GS4,因此VGS压差决定了电阻上形成的微电流，即输出电流I0 满足的非线性关系是:
由此解决的输出电流与电源电压无关。
从前面的分析可以看出，R 固定时，图1中显示的电路可以提供唯一的偏置偏流。但在电流检测电路中，由于电感电流一直在变化，显然固定电阻不再适用，图1 的改进电路应用于电流检测电路，如图2所示，电阻在线区域工作MOS管MR 代替。
图2 具有反馈控制电流源的改进电流检测电路
在线工作MOS 管，其导电阻rON
可见，rON与V GS - VTH成反比，因此电阻值会随之而来VGS变化和变化，使不同电阻值形成的非线性电流源与电流镜相结合，具有不同的稳定工作点。因此，在整个工作中，偏置电路通过改变电阻值来实现不同的动态稳定状态。
为了达到电路检测的准确性，本文用反馈控制和电阻值可变的电流源代替了复杂的运输。
图2所示的电流检测电路中，MP、MN为功率管，M1与M4、M2与M5的W/L相同，VP为MP控制信号，MPS用作开关，它W/L相对较大，导电阻低。电流模具DC /DC 在转换器中，只需检测反馈控制环路MP 功率管导电流时，为了降低功耗，可控电流检测电路只在MP电源管导通时工作，即只检测电感充电阶段的电流MP电源管截止时，电流检测电路不工作，进而有效减少了电源损耗。
当VP低电平时，MP导通，MPS开关也是导通的，可以看作是近似短路，然后流过MPS电流也可以忽略，所以MP、M1 的VDS相似，流过MP 的电流被镜像复制到M1。MP与M1的W/L成比，比例系数大，检测到的电流和MP中的电流成比例，同时远小于MP中的电流。
下面分析VB 与VA 关系。假设在某个时刻，VB 电位高于VA，则VDS4 < VDS1，M4 中的电流I4小于M1中的电流I1； 而VDS5 > VDS2，要求I5 > I2.这使得在同一支路中I4 I5.显然不太可能，所以VB 会与VA 相同，并保持相同的动态变化。M1中的电流再次镜像M而且，由于反馈控制电流源的作用，VA 的任何微小变化都将被迫强迫VB 电流检测的精度也有相同的变化。
根据系统设计要求，电流检测的比例应为K = 1 000：1，电路图中给出了各级电流复制的比例，由于电流检测电路采用带反馈控制、电阻值可变的电流源结构，可以得到VA 等于VB，又由于设置M1，M4和M7的宽长比等于MOS 可获得电流公式：
检测精度和速度是电流检测电路的两个重要指标。由于每个检测周期的开始，电流检测电路处于启动状态Is 有一段启动时间。此时间主要由电路组成M9、M10管寄生电容器决定，当两管的宽度和长度较小时，启动时间较短，相反，启动时间较长。确保电流检测的精度，M9、M10两管的L不能太小，现取1 um。
仔细调整MP管和M设置为1管参数MP 管的宽长比为5000 um /1 um，M1 管的宽长比为5 um /1um。其他管道的参数见电路图上的比例复制标记。Cadence软件中的spe tre仿真设计工具下，采用CSMC 0. 5 m CMOS工艺在25℃仿真验证。
下图3显示了电流检测电路的模拟结果。
图3 电流检测电路的模拟波形
从输出波形的测量可以看出，当电感电流时IL最大值如A点测得的479. 55 A检测电流Is 最大值如B点测得的486. 81A，基本满足:
因此，设计的电流检测电路能很好地满足设计要求。
本文设计了适用电流模式DC /DC 转换器芯片的电流检测电路采用反馈控制电流源的原理进行设计电流检测电路反馈网络。通过模拟验证，设计的电路性能良好，采样精度高达到1 000：1，完全满足系统设计要求。