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来源 | bug菌
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BLDC电机控制算法
无刷电机属于自换流型(自我方向转换)，因此控制更加复杂。
BLDC电机控制要求了解电机整流转向的转子位置和机制。闭环速度控制有两个附加要求，即转子速度/或电机电流和PWM为了控制电机的速度和功率，测量信号。
BLDC电机可根据应用要求进行边排或中心排列PWM信号。大多数应用程序只需要速度变化操作，并将使用6个独立的边排列PWM信号。这提供了最高的分辨率。如果应用程序需要服务器定位、能耗制动或功率逆转，建议使用补充中心排列PWM信号。
为了感应转子位置，BLDC电机采用提供绝对定位感应。这导致了更多的线路使用和更高的成本。无传感器BLDC控制节省了霍尔传感器的需求，而是利用电机的反电动势（电动势）来预测转子位置。无传感器控制对于风扇和泵等低成本变速应用至关重要。在采用中BLDC冰箱和空调压缩机也需要无传感器控制。
大多数BLDC电机不需要互补PWM、插入空载时间或补偿空载时间。这些特征可能需要BLDC应用程序高性能BLDC伺服电机，正弦波激励BLDC电机、无刷AC、或PC同步电机。
许多不同的控制算法控制算法BLDC电机控制。典型地，电源晶体管用作线性稳压器来控制电机电压。这种方法在驱动高功率电机时并不实用。必须使用高功率电机PWM并要求微控制器提供启动和控制功能。
用于控制电机速度PWM电压
用于电机进整流换向的机制
使用反电动势或霍尔传感器来预测转子位置
脉冲宽度调制仅用于将可变电压应用到电机绕组。有效电压与PWM占空度成正比。当得到适当的整流换向时，BLDC扭矩速度特性与直流电机相同。可变电压可用于控制电机的速度和可变转矩。
定子中的适当绕组可以根据转子位置产生最佳转矩。BLDC电机中，MCU必须知道转子的位置，并能在适当的时间进行整流。
直流无刷电机最简单的方法之一就是使用所谓的直流无刷电机。
在这个原理图中，每一次要通过一对电机终端来控制电流，而第三个电机终端总是与电源电子性断开。
嵌入大电机的三个霍尔设备用于在60度的风扇区域测量转子位置，并在电机控制器上提供数字信号。由于两个绕组上的电流相等，而第三个绕组上的电流为零，这种方法只能产生六个方向之一的电流空间矢量。随着电机的转向，电机终端的电流在每转60度（整流转向），因此电流空间矢量总是在90度最接近30度的位置。
因此，每个绕组的电流波型是，从零到正电流再到零再到负电流。
这就产生了电流空间矢量，当它在六个不同的方向上与转子旋转时，它将接近平衡旋转。
霍尔传感器不是空调、冰霜等电机应用中不变的选择。非联绕组中感应的反电势传感器可以用来达到相同的效果。
由于其控制电路的简单性，这种梯形驱动系统非常普遍，但它们在整流过程中会遇到扭矩纹波问题。
梯形整流转向不足以提供平衡、准确的无刷直流电机控制。这主要是因为三相无刷电机（带正统波反电势）产生的扭矩由以下等式定义：
正弦整流转向无刷电机控制器试图驱动三个电机绕组，其三个电流随电机旋转而平稳变化。选择这些电流的相关相位，从而产生与转子正交的平稳转子电流空间矢量和不变量。这消除了与北转向相关的扭矩纹波和转向脉冲。
为了随着电机的旋转产生电机电流的稳定正弦波调制，需要准确测量转子位置。霍尔设备只提供了对转子位置的粗略计算，不足以满足目的要求。因此，需要从编码器或类似设备发送角反馈。
由于绕组电流必须与稳定的常量转子电流空间矢量相结合，定子绕组的每个定位距离为120度，因此每个线组的电流必须为正弦和120度。两个正弦波通过编码器中的位置信息合成，两个正弦波相移到120度。然后，将这些信号乘以扭矩命令，因此正弦波的振幅与所需的扭矩成正比。因此，两个正弦波电流命令得到适当的定相，从而在正交方向产生旋转定子电流空间矢量。
第三转子绕组中的电流是受控绕组电流的负和，因此不能单独控制。每个转子绕组中的电流P-I控制器的输出被送到一个PWM调制器，然后送到输出桥和两个电机终端。应用于第三个电机终端的电压源于应用于前两个线组的负数和信号，适用于间隔120度的三个正弦电压。
因此，实际输出电流波型准确跟踪正弦电流命令信号，获得的电流空间矢量旋转平稳，量稳定，方向定位。
一般来说，通过梯形整流转向，无法达到稳定控制的正弦整流转向结果。然而，由于它在低电机速度下的高效率，它将在高电机速度下分离。这是由于速度的增加，电流回流控制器必须跟踪增加频率的正弦信号。同时，它们必须克服振幅和频率随速度增加的电机的反电动势。
由于P-I控制器增益和频率响应有限。电流控制电路的时间变量干扰会导致电机电流中的相位滞后和增益误差。速度越高，误差越大。这将干扰电流空间矢量相对于转子的方向，从而导致与正交方向的位移。
在这种情况下，通过一定量的电流可以产生较小的扭矩，因此需要更多的电流来保持扭矩。降低效率。
随着速度的增加，这种减少将继续。在某种程度上，电流的相位移超过90度。当发生这种情况时，扭矩降至零。通过正弦的组合，上述速度导致负扭矩，因此无法实现。
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AC电机算法
标量控制(或V/Hz控制)是控制指令电机速度的简单方法
指令电机的稳态模型主要用于获取技术，因此不可能实现瞬态性能。该系统没有电流电路。为了控制电机，三相电源只改变振幅和频率。
电机中的扭矩随定子和转子磁场的功能而变化，当两个磁场相互交叉时达到峰值。在基于标量的控制下，两个磁场之间的角度发生了显著的变化。
矢量控制设法在AC在电机中再次创建正交关系。为了控制扭矩，各自从磁通量中产生电流DC机器的响应性。
一个AC指令电机的矢量控制和单独的励磁DC类似的电机控制。在一个。DC励磁电流在电机中IF磁场能量Φ F电枢电流IA电枢磁通ΦA正交。这些磁场都经过去耦并且相互间很稳定。因此，当电枢电流受控以控制转矩时，磁场能量仍保持不受影响，并实现了更快的瞬态响应。
三相AC电机磁场定向控制（FOC）包括模仿DC电机的操作。所有受控变量通过数学变换转换为DC而非AC。独立的目标的控制转矩和磁通。
转子磁场的方向(Rotor flux angle) 是通过磁通观测器直接计算得到的
转子磁场的方向(Rotor flux angle) 是通过对转子速度和滑差(slip)的估算或测量而间接获得的。
矢量控制要求了解转子磁通的位置，并可以运用终端电流和电压（采用AC感应电机的动态模型）的知识，通过高级算法来计算。然而从实现的角度看，对于计算资源的需求是至关重要的。
可以采用不同的方式来实现矢量控制算法。前馈技术、模型估算和自适应控制技术都可用于增强响应和稳定性。
矢量控制算法的核心是两个重要的转换:采用Clark和Park转换，带来可以控制到转子区域的转子电流。这种做充许一个转子控制系统决定应供应到转子的电压，以使动态变化负载下的转矩最大化。
Clark数学转换将一个三相系统修改成两个坐标系统：
其中Ia和Ib正交基准面的组成部分，Io是不重要的homoplanar部分
Park数学转换将双向静态系统转换成转动系统矢量
两相α, β帧表示通过Clarke转换进行计算，然后输入到矢量转动模块，它在这里转动角θ，以符合附着于转子能量的d, q帧。根据上述公式，实现了角度θ的转换。
Clarke变换采用三相电流IA, IB 以及 IC，来计算两相正交定子轴的电流Isd和 Isq。这两个在固定座标定子相中的电流被变换成Isd 和Isq，成为Park变换d, q中的元素。其通过电机通量模型来计算的电流Isd, Isq 以及瞬时流量角θ被用来计算交流感应电机的电动扭矩。
这些导出值与参考值相互比较，并由PI控制器更新。
基于矢量的电机控制的一个固有优势是，可以采用同一原理，选择适合的数学模型去分别控制各种类型的AC, PM-AC 或者 BLDC电机。
BLDC电机是磁场定向矢量控制的主要选择。采用了FOC的无刷电机可以获得更高的效率，最高效率可以达到95%，并且对电机在高速时也十分有效率。
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步进电机控制算法
步进电机控制通常采用双向驱动电流，其电机步进由按顺序切换绕组来实现。通常这种步进电机有3个驱动顺序：
在这种模式中，其绕组按如下顺序加电，AB/CD/BA/DC (BA表示绕组AB的加电是反方向进行的)。这一顺序被称为单相全步进模式，或者波驱动模式。在任何一个时间，只有一相加电。
在这种模式中，双相一起加电，因此，转子总是在两个极之间。此模式被称为双相全步进，这一模式是两极电机的常态驱动顺序，可输出的扭矩最大。
这种模式将单相步进和双相步进结合在一起加电：单相加电，然后双相加电，然后单相加电…，因此，电机以半步进增量运转。这一模式被称为半步进模式，其电机每个励磁的有效步距角减少了一半，其输出的扭矩也较低。
以上3种模式均可用于反方向转动(逆时针方向)，如果顺序相反则不行。
通常，步进电机具有多极，以便减小步距角，但是，绕组的数量和驱动顺序是不变的。
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通用DC控制算法
通用电机的速度控制，特别是采用2种电路的电机：
1、相角控制
2、PWM斩波控制
相角控制是通用电机速度控制的最简单的方法。通过TRIAC的点弧角的变动来控制速度。相角控制是非常经济的解决方案，但是，效率不太高，易于电磁干扰(EMI)。
以上示图表明了相角控制的机理，是TRIAC速度控制的典型应用。TRIAC门脉冲的周相移动产生了有效率的电压，从而产生了不同的电机速度，并且采用了过零交叉检测电路，建立了时序参考，以延迟门脉冲。
PWM控制是通用电机速度控制的，更先进的解决方案。在这一解决方案中，功率MOFSET，或者IGBT接通高频整流AC线电压，进而为电机产生随时间变化的电压。
其开关频率范围一般为10-20 KHz，以消除噪声。这一通用电机的控制方法可以获得更佳的电流控制和更佳的EMI性能，因此，效率更高。
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