零漂移精密操作放大器是专种特殊的操作放大器，由于差异电压小，需要高输出精度。它们不仅具有低输入失调电压，而且具有高共模抑制比(CMRR)、高电源抑制比(PSRR)、在宽温度和时间范围内，高开环增益和低漂移(见表1)。这些特性非常适用于低边电流检测和传感器接口，特别是差分信号非常小的应用。
表1. 影响运算放大器准确度和精密度的关键参数。
虽然零漂移操作放大器制造商有时声称这些设备没有混合效应，但它们实际上可能很容易混合，因为这些设备使用采样来最小化输入失衡电压。因此，设计师应测试其操作放大器电路的混合效应。
经证实，传统的使用频谱或网络分析器的方法不足以检测混合叠加，因此建议设计师使用测量技术扫描输入到频率范围，并观察示波器上操作放大器的输出。本文将该测试方法应用于不同的操作放大器，以观察不同零漂移操作放大器在混合叠加中的差异。测试设备包括安森美半导体和竞争对手的自动零调整和切割波稳定性类型。
本文首先阐述了输入失调电压对操作放大器性能的影响，以及零漂移、切波稳定操作放大器与通用操作放大器的性能差异。接下来，描述切割波稳定运行放大器的运行，以及当输入信号接近或超过运行偏移校正频率时，这些放大器中的采样如何导致混合叠加。斩波稳定结构并非实施零漂移操作放大器的唯一方法，并将斩波稳定结构与另一种称为自动调零的零漂移结构进行了比较。
本文解释了奈奎斯特的采样(Nyquist sampling)如何确定无混合的允许输入频率范围，以及如何使用简单的低通滤波器来防止混合。本文后一章阐述了零漂移操作放大器中输入失调电压与瞬态响应、启动时间、轨道对轨运行、低频噪声、输入电流等其他参数之间的关系。最后，解释SPICE模型不能解释像混合叠这样的零漂移效应。
失调电压是限制可靠捕获的最小信号的参数之一。它定义了低动态范围级别。
输入失调电压是所有操作放大器的关键参数。通常称为数据表VOS或VIO。它是IN 和IN-端子之间固有的差分电压，衡量输入匹配程度。闭环系统中的理想操作放大器VIN = VIN-。在现实世界中，由于输入失调电压的影响，VIN-不会等于VIN 。
虽然有一些硅设计技术可以用来改善输入匹配，但制造过程是产生输入失衡电压的主要因素。半导体材料中的缺陷导致输入引脚之间的内部电压差。不同类型的缺陷会产生不同的温度系数。
设备之间的差异会导致特定设备的漂移（不同温度下的输入失调电压漂移）高于或低于数据表上的典型值。此外，漂移系数可能是正的或负的。这使得在应用程序中很难简单地校准输入失调电压。在某些情况下，减少传统线性操作放大器中的偏移或漂移会导致功耗损失。
输入失调电压乘以增益并添加到输出电压中，误差因子从本质上增加到输出，如图1所示。该参数在测量小差分电压时变得至关重要。输入失调电压引起的误差随差分电压的降低而增加。
Closed Loop Gain：闭环增益
Noise Gain：噪声增益
Error due to Vcc：由Vcc引起的误差
图1. 运算放大器的电流检测在差分放大器配置中。
由于输入失调电压被噪声增益放大，在输出端产生偏移误差是非常重要的。
输出电压是信号增益项和噪声增益项之和：
输入失调电压和噪声增益作为内部输出参数，而不是信号增益。这将导致输出偏差误差。
一种精用多种技术降低输入失衡电压的精密放大器，以尽可能减少这种偏移。对于零漂移放大器，特别适用于低频和直流信号。表2比较了常用的通用操作放大器和切割波稳定的零漂移放大器的最大输入偏移。
器件
说明
最大VOS @ 25°C
LM321[1]
传统的通用操作放大器
7000 μV
NCS20071[2]
通用操作放大器
3500 μV
NCS21911[3]
切波稳定零漂移运算放大器
25 μV
NCS333A[4]
切波稳定零漂移运算放大器
10 μV
表2. 常用的通用操作放大器和斩波稳定零漂移操作放大器的最大失衡电压。
精密运放能够实现“零漂移”失调电压，随着温度和时间的变化，通过多种技术保持低输入失调电压。放大器可实现这的方法之一是使用一种定期测量输入失调电压并校正输出端偏移量的设计技术。这种结构称为斩波稳定结构。
和所有的工程解决方案一样，零漂移操作放大器也有其局限性。一个不明显的原因是切波稳定放大器的内部电路包括钟控系统。安森美半导体NCS333[4]和NCS21911[3] 斩波稳定结构的简化框如图2所示。
虽然有些人可能认为这种类型的切割波是一个实时系统，但实践表明，它很容易受到经典采样系统的混合或外差问题的影响。当信号接近切割波的时钟频率时，切割波稳定操作放大器的主要图像发生。本文使用了混合一词，但问题可能更合适。
Chopper-Stabilized Amplifier: 切波稳定放大器High frequency path: 高频路径
Main amp: 主放大器Low frequency path: 低频路径Chopper：斩波
Nulling amp：稳零放大器RC notch filter: RC陷波滤波器
图2. 减波稳定操作放大器简化框图
图2中，下信号路径为切波器采样输入失衡电压，然后用于校正输出偏移。这种偏移校正频率在放大器的总带宽内。当输入信号频率保持在相关奈奎斯特时，由于采样法用于该结构(Nyquist)最佳性能将在频率低于时显示。
这意味着输入信号频率不仅需要在闭环带宽范围内，还需要在偏移校正频率的一半内达到最佳性能。这使得斩波器保持高于Nyquist采样频率消除了混合的可能性。当信号频率超过时Nyquist频率时，输出端可能会发生混合。由于采样系统的使用，这是所有斩波器和斩波稳定结构的固有限制。
斩波器的稳定结构得益于前馈路径，如图2框图中的信号路径所示，这是一种将增益带宽扩展到采样频率以外的高速信号路径。这不仅有助于保持输入信号的高频重量，而且可以提高低频环路增益。假设计算放大器的开环增益下降-20 dB/十年。当单位增益带宽增加时，图也向更高的增益方向移动。
图3中给出了一个例子。当操作放大器放入闭环系统时，系统的开环增益增加，提高了系统的闭环精度。这对低边电流检测和传感器接口应用特别有用。在这些应用中，信号频率低，差分电压相对较小。
图3. 开环增益随两个斩波稳定放大器的频率而变化。带宽较高NCS21911显示了增加单位增益带宽如何增加总开环增益。即使是直流系统，开环增益的增加也会提高闭环系统的精度。
然而，并非所有的零漂移放大器都是一样的。不同结构的实施可能会有不同的结果。即使由于采样的限制，安森美半导体NCS333和NCS与其他制造商的竞争器件相比，21911系列运算放大器的混叠最小，不易受到混叠效应的影响。这是因为安森美半导体的专利方案使用两个级联，对称，RC为了减少混合效应，将陷波滤波器调整到斩波频率及其5次谐波。
另一种零漂移架构被称为自归零。图4中显示的自归零架构的框架图类似于切波稳定架构，但实现方式不同。自归零架构包括主放大器和稳定零放大器。该方法还使用时钟系统。
在第一阶段，开关电容器保持稳定零放大器输出前相位的偏移误差。在第二阶段，主放大器的偏移是利用稳定零放大器输出的偏移来校正的。自归零和斩波稳定放大器的结构差导致噪声性能和混合灵敏度的差异，这将在下一章中讨论。
Auto-Zero Amplifier: 归零放大器High frequency path：高频路径Main amp: 主放大器
Switch: 开关Nulling amp：稳零放大器Low frequency path：低频路径
图4. 简化自归零运化框图
许多零漂移放大器数据表不提供关于内部时钟频率的信息。有时，它可以在应用程序部分的段落中提到。有时，时钟频率可以通过噪声或带宽图中的干扰来识别。因此，这取决于用户测试电路是否容易混合。
这里分享的方法非常简单：它包括扫描放大器在一定范围内输入增益带宽乘积，并观察示波器上的操作放大器输出。据作者所知，所有已知的零漂移放大器的内部时钟频率都在放大器的增益带宽中，通常在增益带宽的三分之一左右。这些放大器在信号带宽中表现最好，信号带宽小于频率的一半。
一些零漂移放大器的数据表声称它们没有混合。假设这些制造商试图测量任何可能的混合，没有发现。安森美半导体在零漂移放大器的开发中，对竞争放大器的初始测量也证明没有混叠。当时，在竞争对手器件的输出中没有发现伪时钟。然而，进一步的测试表明，使用简单的基于示波器的测量技术仍可发现这些器件有混叠。
客户报告使用一些制造商的零漂移运放的系统出现问题，同时发现混叠。在这些情况下，共同主题是感兴趣的信号、低频或直流信号在哪里具有叠加的高振幅、高频干扰或纹波信号。端部系统的结果各不相同，包括闭环系统在不正确条件下稳定和系统无法报告正确信号。
过去发现混叠现象的工作涉及到使用精密的光谱和网络分析系统，这些系统提供了不确定的结果。为了采取更基本的方法，把示波器连接到放大器输出以便于直接视觉观察。对于输入激励，使用发生器在预期时钟频率处(和视乎需要的其它地方)扫描输入频率，以查看是否可以在输出端产生“拍频”。这种方法很好用，考虑到最初的工作是采用 +1的增益配置，如图5所示，可以说是最线性的运算放大器配置之一。
SIGNAL GENERATOR: 信号发生器OSCILLOSCOPE: 示波器
图5. 检测混叠的测试电路是个简单的单位增益缓冲器。该技术的实质是在示波器查看器件输出。频谱和网络分析仪似乎并不总是检测与零漂移放大器内部工作相关的信号。
为这测试选择的第一个运算放大器是安森美半导体的NCS325自归零技术放大器，而不是像测试的其他器件的斩波稳定放大器。从理论上讲，自归零结构将比斩波稳定型呈现更显著的混叠效应，这使得验证测试成为一种方便的首选。图6描绘了NCS325的混叠。测量熟悉的放大器第一次使验证这些测试很容易，因为时钟频率是已知的。
图6. 对第一个放大器的混叠输出进行了测试，安森美半导体的NCS325用于一个简单的
+1V/V缓冲器中。上面的蓝线是输入信号，下面的橙线是在放大器输出处看到的混叠。
在这一点上，重要的是要记住，混叠不是采样放大器的缺陷，而是一种行为。对这种行为的了解，以及如何避免这种行为，可以使零漂移放大器工作在最佳状态。
在检查NCS325之后，接下来对安森美半导体的斩波稳定放大器NCS333进行测试。这里产生了一个有趣的结果，可能发现在两倍时钟频率处出现唯一明显的混叠。这表明执行该测试以发现混叠可能需要在放大器的整个带宽内进行扫描以检测这些信号。图7描述了NCS333的混叠信号。
图7. NCS333斩波稳定型零漂移运算放大器的混叠。这种混叠现象预计会发生在时钟频率附近，但我们却没有发现混叠。但在时钟频率的二次谐波中确实出现了混叠现象。
我们对竞争对手的零漂移斩波稳定放大器也进行了混叠测试。该流行的放大器数据表表明它没有混叠。然而，图8描绘了在内部时钟的基本频率上的混叠。对于这种放大器，以前采用频谱和网络分析器进行的广泛测试无法发现时钟或其频率的迹象。
图8. 竞争对手的斩波稳定型零漂移运算放大器的混叠。
该5V，350千赫带宽运算放大器的数据表声称没有混叠。
同样，带宽2 MHz的NCS21911精密运算放大器在输入信号为500 kHz，增益约为G=-1V/V时显示有混叠，如图9所示。
图9. 36V、2 MHz的精密放大器NCS21911的混叠。混叠仍然控制在500千赫处。居中的蓝线是输入信号，较大的紫红线是放大器输出，显示有混叠。
但在相同条件下与其他制造商的对应产品相比，NCS21911的混叠得到了较好的控制，如图10所示。
图10. 竞争对手的36 V，2 MHz精密放大器的混叠在相同的
500 kHz信号频率下的输出表现出更不稳定的行为。居中的蓝线是输入信号，较大的紫红线是放大器输出，显示有混叠。
另一示例显示在NCS21911和竞争对手的2MHz斩波稳定精密运算放大器的比较中。NCS21911显示单位增益缓冲电路中1MHz至2MHz范围内的最小混叠，如图11所示。相比之下，竞争对手的器件在1 MHz处表现正常，在1.5 MHz处表现出有混叠，以及在2 MHz(连同带宽)时的混叠减少，如图12所示。
图11. NCS21911在单位增益电路中在1 MHz(顶部)、1.5 MHz(中间)和2 MHz(底部)处具有小信号，混叠最小。
图12 . 竞争对手的2 MHz斩波稳定型精密运算放大器在1兆赫(顶部)，1.5兆赫(中间)，和2兆赫(底部) 有小信号。混叠(标记为蓝色)在1.5兆赫很明显，并随着输入信号增加到2兆赫而减小。还请注意竞争对手器件的较低带宽，如底部波形所示。
并非每个斩波稳定放大器都是相同的。因此在整个工作频率范围内测试每个器件至关重要。
当感兴趣的信号伴随着杂散信号的高频耦合或大的高频纹波时，系统容易出现混叠。结果可能仅包括传递不正确或有噪音的值，或控制回路落在不正确的工作点上。
根据Nyquist采样定理，零漂移时钟应至少是感兴趣信号的最大频率分量的两倍。换句话说，输入信号的最大频率应该小于或等于放大器内部时钟的一半。
如何遵守Nyquist采样理论？确定信号频率的上限(fin < fCLOCK/2)很容易，但杂散信号、噪声或纹波的拾取可能包含高于Nyquist频率的频率。然后，这些频率可能混入适当的频率范围，从而导致错误或不正确的读数。
为了确保输入信号的频率成分被限制到可用的频率范围，可以在放大器之前添加低通滤波器。此滤波器用作抗混叠滤波器。通过衰减较高频率(超出Nyquist频率)，减少或消除混叠效应。
在放大器输入之前，抗混叠滤波必须是纯模拟滤波。通常一个简单的RC滤波器就足够了，如图13所示。无需复杂的滤波器架构。不要将放大器配置为有源滤波器电路中滤波器的一部分。
图13. 抗混叠滤波器可以像两段RC滤波器一样简单。
滤波器必须置于放大器输入的前面。
级联零漂移放大器也可能带来风险，因为多个时钟频率可能相互作用并导致混叠。
由于斩波器通道结构采用基于时间的采样方式，使得零漂移放大器实现较低的偏移量具有一定的时间特性，这就意味着偏移校正不会立即发生。在放大器输入的大的动态步，或者更糟的是，输入过载可以创造条件，使环路将需要时间来重建低偏移量。这本质上影响了稳定的时间和行为。
使用较高的时钟频率已实现了相对快速的恢复和稳定时间；然而，这些参数通常为几十微秒或对零漂移放大器更高。通常情况下，这是由于设计权衡。在晶体管级放大器设计中，选择更快的稳定时间会导致更高的失调电压。通常，较低的输入失调电压规格具有较高的优先级。
由于零漂移放大器含相当多的逻辑电路，因此它们也包括一些在启动和电源故障(如停电)期间确保特定行为的方法也就不足为奇了。当第一次启动一个偏置校正放大器，在很短的时间内输出将反映未经校正的偏移量。一旦电源电压达到电源复位(POR)电路设定的跳闸点，偏置校正机制需要几个时钟周期，直到放大器的输出达到指定的失调电压限值为止。
通常，从整个系统的角度来看，放大器启动时间并不是个关键项，因为它通常在整个系统的启动时间内。这可能是许多运放制造商没有在他们的零漂移放大器数据表中显示这个参数的原因。应该注意的是，启动时间也取决于放大器的配置增益-更大的增益可增加整体启动时间。
在非常关键的系统中，应考虑这样一个事实，即线性放大器简单地消除了这些错乱，提供更强固的启动性能。一些精密运算放大器使用TRIM而不是斩波稳定型或自归零结构来实现低失调电压。这采用放大器省去了任何时钟系统。这在许多设计如大型工业断路器中是个关键的考量。折中之处在于，这些微调线性放大器不一定达到零漂移放大器相同的超低输入失调电压性能。
轨对轨输入运算放大器使用两个输入对实现加宽共模输入电压范围。PMOS对可用作较低输入电压区域的输入级，而NMOS对可用于较高输入电压区域。每个输入对具有其自己相应的输入失调电压。当共模电压从一个区域移动到另一个区域时，通常存在交叉区域，其中失调电压从一个区域跳跃到下一个区域。
与非零漂移放大器相比，零漂移运算放大器中的轨对轨输入性能带来了明显的好处，显著地降低了PMOS和NMOS输入对之间的输入级交叉区域的影响。接近共模输入电压极限的失调电压和失调电压漂移性能是极佳的，因此零漂移放大器也常用于高边电流检测等应用。
零漂移斩波稳定型放大器特别适合在较低频率下进行精确、高增益放大。通常，它们不表现出线性运放的较高带宽，它们的时钟频率的位置为信号保真度确立了一个实用的频率限制，如在关于混叠的章节中所述。这使得在低频的性能特别重要，而且斩波稳定型架构通过消除经典的线性运放1/f输入电压噪声，进一步有助于低频可用性(见图14)。
许多高增益传感器应用处于低频，使得零漂移放大器成为这一功能的自然选择。尽管这里使用了术语“低频”，但是这些放大器通常提供高达100 kHz的优异性能。
与电压噪声一样，斩波稳定也消除了1/f电流噪声。但由于输入开关的电荷注入，斩波稳定型放大器显示出斩波中更大的输入电流噪声。这增加的电流降低了输入阻抗可导致噪声等于或超过电压噪声水平的水平。以NCS333为例，62-NV/√Hz输入电压噪声在1 kHz下，当输入阻抗大于177 kΩ时，350-fA/√Hz输入电流噪声将导致噪声超过输入电压噪声。
相比之下，零漂移自归零放大器把噪声降到基带。与斩波稳定型结构相比，这给自归零结构带来了在输入信号处于直流或低频时的一个缺点。
由于斩波稳定技术，所有的零漂移放大器都存在输入电流尖峰。这些电流尖峰是由电荷注入和时钟馈通引起的。输入电流在IIB规范中被平均，但输入偏置电流不是真正恒定的。实际上，输入电流尖峰随着时钟频率周期性地出现。
当输入电流流过输入电阻时，这会导致输入电压尖峰，使增益倍增。为了最小化电压尖峰，不推荐使用非常大的输入电阻值。输入电流尖峰也可以用一个简单的低通RC滤波器滤除，如图13所示。滤波器频率应设置在斩波采样率以下。
此外，输入电流尖峰使零漂移放大器不适用于测量输入电流的跨阻抗放大器。
SPICE仿真不提供对零漂移放大器行为(如混叠)的任何了解。零漂移放大器的所有SPICE模型是连续时间模型。它们被设计成尽可能接近运算放大器的线性性能。斩波器未建模。它们是连续的时间，因为钟控和采样的系统仿真得更慢。
零漂移放大器提供出色的DC和低频性能。增益带宽积是用于确定零漂移放大器电路实际带宽的不甚理想的规格，特别是因为它们的内部时钟在这带宽内。实现最佳性能需要了解不总是可用的内部时钟频率，但有时其他线索和测试将显示出来。
本文作者感谢Jerry Steele发现NCS325的混叠，并为撰写本文提供指导。
参考文献
LM321 Single Channel Operational Amplifier datasheet.
NCS20071 Operational Amplifier, Rail-to-Rail Output, 3 MHz BW datasheet.
NCS21911 Precision Operational Amplifier, 25 µV Offset, Zero-Drift, 36 V Supply, 2 MHz datasheet.
NCS333A 10 µV Offset, 0.07 µV/°C, Zero-Drift Operational Amplifier datasheet.