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一、MOS管知识
MOS管，即金属（Metal）—氧化物（Oxide）—半导体（Semiconductor）场效应晶体管是应用场效应原理的半导体器件。
与普通双极晶体管相比，MOS管道具有输入阻抗高、噪声低、动态范围大、功耗小、集成方便等优点。它已广泛应用于开关电源、镇流器、高频感应加热、高频逆变焊机、通信电源等高频电源领域。
MOS管是FET一个(另一个)JFET主要有两种结构形式：N沟型和P沟型；根据场效应原理的不同，分为耗尽型（当网压为零时，泄漏电流较大）和增强型（当网压为零时，泄漏电流为零，必须增加一定的网压）。因此，MOS管道可制成P沟增强型，P沟通耗尽，N沟通增强，N四种类型的沟通耗尽产品。
图表1 MOS管的4种类型
每一个MOS管道提供三个电极：Gate栅极(表示G”）、Source源极S”）、Drain漏极D)。接线时，N通道的电源输入为D，输出为S；P通道的电源输入为S，输出为D；而且增强型、耗尽型的接法基本相同。
图表2 MOS管内结构图
从结构图中可以发现，N沟场效应管的源极和泄漏极连接到N型半导体，而P沟场效应管的源极和泄漏极连接到P型半导体。场效应管的输出电流由输入电压（或场电压）控制，输入电流非常小或无电流输入，使设备具有较高的输入阻抗，这也是MOS管道被称为场效应管的重要原因。
N沟道增强型MOS在P型半导体上生成管道SiO2膜绝缘层，然后用光刻工艺扩散两个高掺杂的N型区域，从N型区域引出电极(漏极D、源极S）；在源极和漏极之间的SiO2绝缘层上一层金属铝作为栅极G；P半导体称为衬底，用符号B表示。由于栅极与其它电极相互绝缘，因此NMOS又称绝缘格栅场效应管。
当栅极G和源极S之间没有电压时，即VGS=0时，由于两个漏极和源极N 型区间隔有P型衬底，相当于两个背靠背连接PN它们之间的电阻高达1012Ω，即D、S之间没有导电沟，所以无论在泄漏和源极之间增加什么极性电压，都不会产生泄漏电流ID。
图表3 N沟道增强型MOS管结构示意图
当衬底B与源极S短接时，在栅极G和源极S之间加正电压VGS>0时，如图3所示（a）所示，在栅极和衬底之间产生一个由栅极指向衬底的电场。在这个电场的作用下，P排斥衬底表面附近的空穴会向下移动，电子受电场的吸引力会向衬底表面移动，与衬底表面的空穴结合形成耗尽层。
若进一步改进VGS电压，使VGS达到某一电压VT时，P衬底表层的所有空穴都被排斥和耗尽，自由电子被大量吸引到表层，从量变到质变，使表层成为自由电子的N层，称为反层，如图3所示（b）所示。
反型层将有两个漏极D和源极SN 型区相连，形成泄漏和源极之间的N型导电沟。开始形成导电沟所需的VGS该值称为阈值电压或开启电压。VGS（th）显然，只有VGS＞VGS（th）而且VGS沟道越大，通道越厚，通道的导电阻越小，导电能力越强；增强型一词也从中得到。
图表4 由耗尽层和反形层产生的结构示意图
在VGS＞VGS（th）如果在漏极D和源极S之间增加正电压VDS，导电沟会有电流流通。泄漏电极电流从泄漏区流向源区。由于通道有一定的电阻，沿通道产生电压降，从泄漏区到源区逐渐降低通道各点的电位，靠近泄漏区一端的电压VGD最小值为VGD=VGS－VDS，相应的沟道最薄；源区一端附近电压最大等于VGS，沟道最厚。
这使得沟厚不再均匀，整个沟呈倾斜状。VDS随着漏区一端附近的沟渠越来越薄。
当VDS增加到一定的临界值VGD≤VGS（th）当泄漏端的沟道消失时，只剩下耗尽层。这种情况称为预夹断，如图4所示（a）所示。继续增加VDS[即VDS＞VGS－VGS（th）]，如图4所示，夹断点向源极方向移动（b）所示。
虽然夹断点在移动，但沟区(源极S到夹断点)的电压降保持不变，仍等于VGS－VGS（th）。因此，VDS多余的电压[VDS－（VGS－VGS（th））]所有这些都降低到断裂区域，在断裂区域形成强电场。此时，电子从源极流向断裂区域。当电子到达断裂区域的边缘时，受断裂区域强电场的影响，它将迅速漂移到泄漏极。
图表5 预夹断和夹断区形成示意图
P沟道增强型MOS该管因在N型衬底中产生P型反形层而得名。它通过光刻、扩散或其他方法在N型衬底（基板）上制作两个混合P区，分别引出电极（源极S和泄漏极D），同时，在漏极与源极之间SiO2绝缘层上制作金属栅极G。其结构和工作原理与N沟通MOS管道相似；只使用栅-源和漏-源电压极性与N沟MOS管相反。
正常工作时，P沟道增强型MOS管的衬底必须与源极相连，漏极对源极的电压VDS为了保证两个P区和衬底之间的负值PN同时，为了在衬底顶表面附近形成导电沟，栅极对源极的电压也应为负。
图表6 P沟道增强型MOS管道结构示意图
当VDS=0点。由于绝缘层的存在，在栅源之间增加负电压比，没有电流，但金属栅极被补充电，聚集负电荷，N多子电子在型半导体中被负电荷排斥到体内，表面留下正电离子，形成耗尽层。
随着G、S当间负电压增加时，耗尽层加宽VDS当增加到一定值时，衬底中的孔（少子）被栅极中的负电荷吸引到表面，在耗尽层和绝缘层之间形成P薄层，称为反层，如图6（2）所示。
此时，反形层构成漏源之间的导电沟VGS称为开启电压VGS（th），达到VGS（th）然后增加，衬底表面感应的孔越多，反形层越宽，耗尽层的宽度不再改变，所以我们可以使用它VGS控制导电沟的宽度。
图表7 P沟道增强型MOS耗尽层和反向层形成示意图
当VDS≠0时。导电沟道形成以后，D、S当负压之间增加时，源极和漏极之间会有漏极电流ID流通，而且ID随VDS而增，ID沿沟产生的压降使沟上各点与栅极之间的电压不再相等，削弱了栅极中负电荷电场的作用，如图7(1)所示，使沟从泄漏到源极逐渐变窄。
当VDS增大到使VGD=VGS（即VDS=VGS-VGS（TH）），预夹断出现在漏极附近，如图7(2)所示。再继续增大VDS，夹断区只是稍微加长，沟电流基本保持预夹断时的值，因为预夹断时会继续增加VDS，VDS所有多余的部分都添加到漏极附近的夹紧区域，因此形成漏极电流ID近似与VDS无关。
图表8 P沟道增强型MOS管预夹断和夹断区形成示意图
N沟道耗尽型MOS管道结构及增强型MOS虽然结构相似，但只有一点区别，那就是N沟耗尽型MOS管在栅极电压下VGS=0时，沟道已经存在。这是因为N沟在制造过程中采用离子注入法D、S衬底的表面和栅极下方SiO大量金属正离子掺入绝缘层，也称为初始沟。
当VGS=0时，这些正离子已经感应到反形层，形成通道，因此只要有泄漏电压，就会有泄漏电流；当VGS＞0时，将使ID进一步增加；VGS＜0时，随着VGS减小，漏极电流逐渐减小，直到ID＝0。对应ID＝0的VGS用符号称为夹紧电压或阈值电压VGS（off）或Up表示。
由于耗尽型MOSFET在VGS=0点，漏源之间的沟已经存在，所以只要加上VDS，就有ID流通。如果增加正向栅的压力。VGS，网极与衬底之间的电场会使沟道中感应到更多的电子，使沟道变厚，增加沟道的电导。
若在栅极加负电压(即)VGS对于0)，正电荷将在相应的衬底表面感应，抵消N通道中的电子，从而在衬底表面产生耗尽层，使通道变窄，减少通道电导率。当负栅压升高到某个电压时VGS（off）当耗尽区域扩展到整个沟道时，即使在这个时候，沟道完全断裂（耗尽）VDS它仍然存在，不会产生泄漏电流，即ID=0。
图表9 N沟道耗尽型MOS管结构(左)及转移特性(右)示意图
P沟道耗尽型MOS管道的工作原理及沟道耗尽型MOS管完全相同，只不过导电的载流子不同，供电电压极性也不同。
耗尽型与增强型的主要区别在于耗尽型MOS管在G端（Gate）不加电压时有导电沟道存在，而增强型MOS管只有在开启后，才会出现导电沟道；两者的控制方式也不一样，耗尽型MOS管的VGS（栅极电压）可以用正、零、负电压控制导通，而增强型MOS管必须使得VGS>VGS（th）（栅极阈值电压）才行。
由于耗尽型N沟道MOS管在SiO2绝缘层中掺有大量的Na+或K+正离子（制造P沟道耗尽型MOS管时掺入负离子），当VGS=0时，这些正离子产生的电场能在P型衬底中感应出足够的电子，形成N型导电沟道；当VGS>0时，将产生较大的ID（漏极电流）；如果使VGS<0，则它将削弱正离子所形成的电场，使N沟道变窄，从而使ID减小。
这些特性使得耗尽型MOS管在实际应用中，当设备开机时可能会误触发MOS管，导致整机失效；不易被控制，使得其应用极少。
因此，日常我们看到的NMOS、PMOS多为增强型MOS管；其中，PMOS可以很方便地用作高端驱动。不过PMOS由于存在导通电阻大、价格贵、替换种类少等问题，在高端驱动中，通常还是使用NMOS替代，这也是市面上无论是应用还是产品种类，增强型NMOS管最为常见的重要原因，尤其在开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS管。
导通的意义是作为开关，相当于开关闭合。NMOS的特性，VGS大于一定的值就会导通，适用于源极接地时的情况（低端驱动），只需栅极电压达到4V或10V就可以了。PMOS的特性是，VGS小于一定的值就会导通，适用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。
不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，电流就会被电阻消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。小功率MOS管导通电阻一般在几毫欧至几十毫欧左右，选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。
MOS管在进行导通和截止时，两端的电压有一个降落过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，这称之为开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，损失也越大。
导通瞬间电压和电流的乘积越大，构成的损失也就越大。缩短开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。
跟双极性晶体管相比，MOS管需要GS电压高于一定的值才能导通，而且还要求较快的导通速度。在MOS管的结构中可以看到，在GS、GD之间存在寄生电容，而MOS管的驱动，理论上就是对电容的充放电。
对电容的充电需要一个电流，由于对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一个要留意的是可提供瞬间短路电流的大小；第二个要留意的是，普遍用于高端驱动的NMOS，导通时需要栅极电压大于源极电压。
而高端驱动的MOS管导通时源极电压与漏极电压（VCC）相同，所以这时栅极导通电压要比VCC高4V或10V，而且电压越高，导通速度越快，导通电阻也越小。
图表10 4种MOS管特性比较示意图
漏极和源极之间有一个寄生二极管，即“体二极管”，在驱动感性负载（如马达、继电器）应用中，主要用于保护回路。不过体二极管只在单个MOS管中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。
图表11 寄生二极管位置示意图
不同耐压的MOS管，其导通电阻中各部分电阻比例分布不同。如耐压30V的MOS管，其外延层电阻仅为总导通电阻的29%，耐压600V的MOS管的外延层电阻则是总导通电阻的96.5%。
不同耐压MOS管的区别主要在于，耐高压的MOS管其反应速度比耐低压的MOS管要慢，因此，它们的特性在实际应用中也表现出了不一样之处，如耐中低压MOS管只需要极低的栅极电荷就可以满足强大电流和大功率处理能力，除开关速度快之外，还具有开关损耗低的特点，特别适应PWM输出模式应用；而耐高压MOS管具有输入阻抗高的特性，在电子镇流器、电子变压器、开关电源方面应用较多。
图表12 不同耐压MOS管特点一览表
三极管全称为半导体三极管，它的主要作用就是将微小的信号中止放大。MOS管与三极管有着许多相近的地方，也有许多不同之处。
首先是开关速度的不同。三极管工作时，两个PN结都会感应出电荷，当开关管处于导通状态时，三极管处于饱和状态，假设这时三极管截至，PN结感应的电荷要恢复到平衡状态，这个过程需求时间。而MOS由于工作方式不同，不需要恢复时间，因此可以用作高速开关管。
其次是控制方式不同。MOS管是电压控制元件，而三级管是电流控制元件。在只允许从信号源取较少电流的情况下，应选用MOS管；而在信号电压较低，又允许从信号源取较多电流的条件下，应选用三极管。
接着是载流子种类数量不同。电力电子技术中提及的单极器件是指只靠一种载流子导电的器件，双极器件是指靠两种载流子导电的器件。MOS管只应用了一种多数载流子导电，所以也称为单极型器件；而三极管是既有多数载流子，也应用少数载流子导电；是为双极型器件。
第三是灵活性不同。有些MOS管的源极和漏极可以互换运用，栅压也可正可负，灵活性比三极管好。
第四是集成能力不同。MOS管能在很小电流和很低电压的条件下工作，而且它的制造工艺可以很方便地把很多MOS管集成在一块硅片上，因此MOS管在大范围集成电路中得到了普遍的应用。
第五是输入阻抗和噪声能力不同。MOS管具有较高输入阻抗和低噪声等优点，被普遍应用于各种电子设备中，特别用MOS管做整个电子设备的输入级，可以获得普通三极管很难达到的性能。
最后是功耗损耗不同。同等情况下，采用MOS管时，功耗损耗低；而选用三极管时，功耗损耗要高出许多。
当然，在使用成本上，MOS管要高于三极管，因此根据两种元件的特性，MOS管常用于高频高速电路、大电流场所，以及对基极或漏极控制电流比较敏感的中央区域；而三极管则用于低成本场所，达不到效果时才会考虑替换选用MOS管。
表13 MOS管与三极管主要差异比较一览
IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor），绝缘栅双极型晶体管，是由BJT（双极型三极管）和MOS绝缘栅型场效应管组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和功率晶体管（GTR）的低导通压降两方面的优点。
GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。常见的IGBT又分为单管和模块两种，单管的外观和MOS管有点相像，常见生产厂家有富士电机、仙童半导体等，模块产品一般为内部封装了数个单个IGBT，由内部联接成适合的电路。
由于IGBT原理为先开通MOS管，再驱动三极管开通，该原理决定了IGBT的开关速度比MOS管慢，但比三极管快。
制造成本上，IGBT要比MOS管高很多，这是因为IGBT的制作多了薄片背面离子注入、薄片低温退火（如激光退火）工序，而这两个工序都需要专门针对薄片工艺的昂贵机台。
在低压下，低压MOS管的导通压降通常都控制在0.5V以下（基本不会超过1V的），比如IR4110低压MOS管，其内阻为4mΩ，给它100A的导通电流，导通压降是0.4V左右。电流导通压降低，意味着导通损耗小，同时兼具开关损耗小的特性，因此，IGBT相对MOS管在电性能没有优势，加上在性价比上MOS管更具优势，所以基本上看不到低压IGBT。
MOS管的最大劣势是随着耐压升高，内阻迅速增大，所以高压下内阻很大，致使MOS管不能做大功率应用。
在高压领域，MOS管的开关速度仍是最快的，但高压下MOS管的导通压降很大（内阻随耐压升高而迅速升高），即便是耐压600V的COOLMOS管，导通电阻可高达几欧姆，致使耐流很小。
而IGBT在高耐压下，导通压降几乎没明显增大（IGBT的导通电流通过三极管处理），所以高压下IGBT优势明显，既有高开关速度，又有三极管的大电流特性；另外，在新一代IGBT产品中，开关速度高（纳秒级），导通压降、开关损耗等也有了长足进步，使得IGBT耐脉冲电流冲击力更强，且耐压高、驱动功率小等优点更加突出。
在需要耐压超过150V的使用条件下，MOS管已经基本没有优势。以典型的IRFS4115与第四代IGBT型SKW30N60对比中，在150V、20A连续工况下运行，前者开关损耗为6mJ/pulse，而后者只有1.15mJ/pulse，不足前者的1/5；若用极限工作条件，二者功率负荷相差将更悬殊！
目前，诸如冶金、钢铁、高速铁路、船舶等有大功率需求的领域已较少见到MOS管，而是广泛应用IGBT元器件。
总的来说，IGBT更适用于高压、大电流、低频率（20KHZ左右）场所，电压越高，IGBT越有优势，在600v以上，IGBT的优势非常明显；而MOSFET更适用于低电压、小电流、低频率（几十KHz~几MHz）领域，电压越低，MOS管越有优势。
场效应管的参数很多，包括极限参数、动态电特性参数和静态电特性参数，其中重要的参数有：饱和漏源电流IDSS、夹断电压Up、开启电压VT（加强型绝缘栅管）、跨导gM、漏源击穿电压BVDS、最大耗散功率PDSM和最大漏源电流IDSM等。
最大额定参数，要求所有数值取得条件为Ta=25℃。
图表14 MOS管的绝对最大额定值示例
在栅源短接，漏源额定电压VDSS[或写作V(BR)DSS]是指漏-源未发生雪崩击穿前所能施加的最大电压。根据温度的不同，实际雪崩击穿电压可能低于额定VDSS。
VGS[或写作V(BR)GSS]额定电压是栅源两极间可以施加的最大电压。设定该额定电压的主要目的是防止电压过高导致的栅氧化层损伤。实际栅氧化层可承受的电压远高于额定电压，但是会随制造工艺的不同而改变，因此保持VGS在额定电压以内可以保证应用的可靠性。
ID定义为芯片在最大额定结温TJ(max)下，管表面温度在25℃或者更高温度下，可允许的最大连续直流电流。该参数为结与管壳之间额定热阻RθJC和管壳温度的函数：
ID中并不包含开关损耗，并且实际使用时保持管表面温度在25℃（Tcase）也很难。因此，硬开关应用中实际开关电流通常小于ID 额定值@ TC=25℃的一半，通常在1/3～1/4。
注：采用热阻JA可以估算出特定温度下的ID，这个值更有现实意义。
该参数反映了器件可以处理的脉冲电流的高低，脉冲电流要远高于连续的直流电流。定义IDM的目的在于：线的欧姆区。对于一定的栅-源电压，MOSFET导通后，存在最大的漏极电流，如图表15所示，对于给定的一个栅-源电压，如果工作点位于线性区域内，漏极电流的增大会提高漏-源电压，由此增大导通损耗。长时间工作在大功率之下，将导致器件失效。因此，在典型栅极驱动电压下，需要将额定IDM设定在区域之下，区域的分界点在VGS和曲线相交点。
图表15 MOSFET导通后，存在最大的漏极电流
因此需要设定电流密度上限，防止芯片温度过高而烧毁。这本质上是为了防止过高电流流经封装引线，因为在某些情况下，整个芯片上最“薄弱的连接”不是芯片，而是封装引线。
考虑到热效应对于IDM的限制，温度的升高依赖于脉冲宽度，脉冲间的时间间隔，散热状况，RDS(on)以及脉冲电流的波形和幅度。单纯满足脉冲电流不超出IDM上限并不能保证结温不超过最大允许值。可以参考热性能与机械性能中关于瞬时热阻的讨论，来估计脉冲电流下结温的情况。
亦即容许沟道总功耗，标定了器件可以消散的最大功耗，可以表示为最大结温和管壳温度为25℃时热阻的函数。
这两个参数标定了器件工作和存储环境所允许的结温区间。设定这样的温度范围是为了满足器件最短工作寿命的要求。如果确保器件工作在这个温度区间内，将极大地延长其工作寿命。
如果电压过冲值(通常由于漏电流和杂散电感造成)未超过击穿电压，则器件不会发生雪崩击穿，因此也就不需要消散雪崩击穿的能力。雪崩击穿能量标定了器件可以容忍的瞬时过冲电压的安全值，其依赖于雪崩击穿需要消散的能量。
定义额定雪崩击穿能量的器件通常也会定义额定EAS。额定雪崩击穿能量与额定UIS具有相似的意义。EAS标定了器件可以安全吸收反向雪崩击穿能量的高低。
L是电感值，ID为电感上流过的电流峰值，其会突然转换为测量器件的漏极电流。电感上产生的电压超过MOSFET击穿电压后，将导致雪崩击穿。雪崩击穿发生时，即使MOSFET处于关断状态，电感上的电流同样会流过MOSFET器件。电感上所储存的能量与杂散电感上存储，由MOSFET消散的能量类似。
MOSFET并联后，不同器件之间的击穿电压很难完全相同。通常情况是：某个器件率先发生雪崩击穿，随后所有的雪崩击穿电流(能量)都从该器件流过。
重复雪崩能量已经成为“工业标准”，但是在没有设定频率、其它损耗以及冷却量的情况下，该参数没有任何意义。散热(冷却)状况经常制约着重复雪崩能量。对于雪崩击穿所产生的能量高低也很难预测。
额定EAR的真实意义在于标定了器件所能承受的反复雪崩击穿能量。该定义的前提条件是：不对频率做任何限制，从而器件不会过热，这对于任何可能发生雪崩击穿的器件都是现实的。在验证器件设计的过程中，最好可以测量处于工作状态的器件或者热沉的温度，来观察MOSFET器件是否存在过热情况，特别是对于可能发生雪崩击穿的器件。
对于某些器件，雪崩击穿过程中芯片上电流集边的倾向要求对雪崩电流IAR进行限制。这样，雪崩电流变成雪崩击穿能量规格的“精细阐述”；其揭示了器件真正的能力。
图表16 雪崩破坏耐量测定电路和波形
每种MOS管都会给出其安全工作区域，功率MOS管不会表现出二次击穿，因此安全运行区域只简单从导致结温达到最大允许值时的耗散功率定义。whaosoft aiot http://143ai.com
图表17 静态电特性及参数一览表
或叫BVDS，是指在特定的温度和栅源短接情况下，流过漏极电流达到一个特定值时的漏源电压。这种情况下的漏源电压为雪崩击穿电压。
V(BR)DSS是正温度系数，其漏源电压的最大额定值随着温度的下降而降低，在-50℃时，V(BR)DSS大约是25℃时最大漏源额定电压的90%。
在增加栅源电压过程中，使栅极电流IG由零开端剧增时的VGS。
也用VT表示，是指加的栅源电压能使漏极开始有电流，或关断MOSFET时电流消失时的电压，测试的条件（漏极电流、漏源电压、结温）也是有规格的。正常情况下，所有的MOS栅极器件的阈值电压都会有所不同。因此，VGS(th)的变化范围是规定好的。VGS(th)是负温度系数，当温度上升时，MOSFET将会在比较低的栅源电压下开启。
也用Up表示，是指结型或耗尽型绝缘栅场效应管中，使漏源间刚截止时的栅极电压。
是指在特定的漏电流（通常为ID电流的一半）、栅源电压和25℃的情况下测得的漏-源电阻。
即在栅、源极之间加的电压与栅极电流之比，这一特性有时以流过栅极的栅流表示MOS管的RGS能够很容易地超越1010Ω。
也称为饱和漏源电流，是指在当栅源电压VGS＝0时，在特定的漏源电压下的漏源之间泄漏电流。既然泄漏电流随着温度的增加而增大，IDSS在室温和高温下都有规定。漏电流造成的功耗可以用IDSS乘以漏源之间的电压计算，通常这部分功耗可以忽略不计。
是指在特定的栅源电压情况下流过栅极的漏电流。
图表18 动态电特性及参数一览表
将漏源短接，用交流信号测得的栅极和源极之间的电容就是输入电容。Ciss是由栅漏电容Cgd和栅源电容Cgs并联而成，或者Ciss=Cgs+Cgd。当输入电容充电致阈值电压时器件才能开启，放电致一定值时器件才可以关断。因此驱动电路和Ciss对器件的开启和关断延时有着直接的影响。
将栅源短接，用交流信号测得的漏极和源极之间的电容就是输出电容。Coss是由漏源电容Cds和栅漏电容Cgd并联而成，或者Coss=Cds+Cgd，对于软开关的应用，Coss非常重要，因为它可能引起电路的谐振
在源极接地的情况下，测得的漏极和栅极之间的电容为反向传输电容。反向传输电容等同于栅漏电容。Cres=Cgd，反向传输电容也常叫做米勒电容，对于开关的上升和下降时间来说是其中一个重要的参数，他还影响这关断延时时间。电容随着漏源电压的增加而减小，尤其是输出电容和反向传输电容。
表示输出电容Coss在MOS管存储的能量大小。由于MOS管的输出电容Coss有非常明显的非线性特性，随VDS电压的变化而变化。所以如果Datasheet提供了这个参数，对于评估MOS管的开关损耗很有帮助。并非所有的MOS管手册中都会提供这个参数，事实上大部分Datasheet并不提供。
该参数反应了MOSFET体二极管的反向恢复特性。因为二极管是双极型器件，受到电荷存储的影响，当二极管反向偏置时，PN结储存的电荷必须清除，上述参数正反映了这一特性。
图表19 寄生电容结构和电路示意图
Qg栅极电荷值，也叫栅极总充电电量，反应存储在端子间电容上的电荷，既然开关的瞬间，电容上的电荷随电压的变化而变化，所以设计栅驱动电路时经常要考虑栅电荷的影响。
Qgs为从0电荷开始到第一个拐点处，Qgd是从第一个拐点到第二个拐点之间部分（也叫做“米勒”电荷），Qg是从0点到VGS等于一个特定的驱动电压的部分。
图表20 Qgs、Qgd和Qg参数含义示意图
漏电流和漏源电压的变化对栅电荷值影响比较小，而且栅电荷不随温度的变化。测试条件是规定好的。栅电荷的曲线图体现在数据表中，包括固定漏电流和变化漏源电压情况下所对应的栅电荷变化曲线。在上图中，平台电压VGS(pl)随着电流的增大增加的比较小（随着电流的降低也会降低）。平台电压也正比于阈值电压，所以不同的阈值电压将会产生不同的平台电压。详解见下图：
图表21 Qgs、Qgd和Qg参数含义分解
是从当栅源电压上升到10%栅驱动电压时到漏电流升到规定电流的90%时所经历的时间。
是从当栅源电压下降到90%栅驱动电压时到漏电流降至规定电流的10%时所经历的时间。这显示电流传输到负载之前所经历的延迟。
上升时间是漏极电流从10%上升到90%所经历的时间。
下降时间是漏极电流从90%下降到10%所经历的时间。
单位为分贝（dB），噪声是由管子内部载流子运动的不规则性所引起的，由于它的存在，可使放大器即便在没有信号输人时，输出端也会出现不规则的电压或电流变化。噪声系数NF数值越小，代表管子所产生的噪声越小，场效应管的噪声系数约为几个分贝，比双极性三极管的要小。
是表示栅源电压VGS对漏极电流ID的控制能力，即漏极电流ID变化量与栅源电压VGS变化量的比值，是权衡场效应管放大才能的重要参数。
除以上介绍的参数之外，MOS管还有很多重要的参数，明细如下：
表22 MOS管其他重要参数列表 - 延庆川北小区45孙老师 收卖废品破烂垃圾炒股 废品孙 再回收
二、如何入门单片机
作为一个嵌入式老司机，多年来跟单片机、Keil、C语言、AD、烙铁、风枪、示波器、电子元器件纠缠不清。期间经历了不少磨练，熬过了很多夜晚，也掉了大把头发。
当初熬夜点亮了一个LED，像这样一个个小小成就感让我砥砺前行。
刚开始并不看好这个行业，事儿多工资少，需要不停地学习新知识。前几年熬夜焊板子，一边工作一边咒骂。
多年后，庆幸有这一技之长，让我能吃饱饭、开上车，有个家庭。
当初是自学转行的，学的电梯专业，临近毕业20岁出头，精力旺盛没地方使，一块51开发板配一个视频教程，除了吃饭上厕所，寸步不离房间。
入门的时候，我和很多新手一样，不懂电路，不懂编程，不懂单片机，对单片机开发的任何一个环节都充满了问题。
好在学习能力还行，也有耐心，跟着视频一步一个脚印，看一个章节我就在开发板上试验一下。
很快我就能从点灯到做一个电子时钟了，其实单片机编程比纯软件要简单很多，代码量也少很多，所以还挺好学的，只要你的学习路径正确。干这行如果没有兴趣加持，还是挺难受的。
一般实际工作开发一款产品的时候，绝对不可能一个人从头到尾把产品做了。一般有的人负责硬件部分、有的人负责软件部分，这也是单片机开发的两大方向。
入行单片机开发，技能要有所倾向，将来要做硬件工程师还是软件工程师？
为什么要有软硬件之分呢？实际上大厂都是分工精细的，这样使工作内容流程化、简单化，提高工作效率。另外也提高了公司业务的稳定性，即使有人突然离职也不会造成太大影响。
有些产品光程序这块就够你折腾一个月了，如果你又做外壳设计，又做硬件设计，又做软件。等产品出来的时候，客户可能都不在了。
所以，一个产品，最低配也是一个硬件工程师和一个软件工程师。
一个全能的人，除非在行业深耕很多年，不然很难所有东西都学精，所以大多数都是只懂皮毛，能把东西做出来，但很难优化到专业的水平。
看完上面你是否已经知道，不管你想从事任何行业，首先定位是非常重要的。
在定位之前你必须要去了解这个行业的现状，有哪些职位？
那单片机开发的职业定位有硬件工程师和单片机软件工程师。
凡是我的徒弟，我都会建议他们从单片机软件开始，性价比最高！大家去招聘平台搜一下工资待遇就知道了。
当然硬件做好了，收入分分钟秒杀软件，但硬件做好还是很难的，至少不是你看视频和看书能做好的，而是要遭受无数实际产品的毒打。
而且现在电路集成化都很高了，新手从事硬件很难接触到核心的技术。
还不如先从软件开始，工资也高，反正做单片机开发，即便你做软件，也是天天在调硬件，调多了，你也就懂了。
搞硬件就不一样了，一般很难接触到程序上的东西，即便接触构不成体系。
有了清晰的定位以后，我们接下来就要根据这个定位去制定我们系统的学习路径。制定学习路径的目的有2个：
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避免走弯路
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规划好时间，鞭策你执行
结合我的经验直接给大家总结从事单片机开发最重要的几个关键字：
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C51单片机/STM32单片机
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C语言
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能看懂原理图
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基本焊接能力
下面说一下为什么很多人在开发板上把每个外设例程都学完了，但是还是感觉自己啥都不会？
你缺乏的是一定的产品思维，就是实现一个功能的思路。要解决这个问题就是做项目，没有别的捷径。
老话说行百里者半九十，单片机外设、C语言、电路原理、焊接能力，实际上这些只是为上手项目做铺垫。
单片机外设的学习相对简单，买一个开发板，把每个外设的例程跑几遍之后心里就有个大致了解。把单片机的每个外设的实际应用场景你都亲手写一遍，下次你再碰到同样的功能需求时就知道怎么去解决了。
三、几张动图搞懂三极管
三极管的电流放大作用应该算是模拟电路里面的一个难点内容，我想用这几个动画简单的解释下为什么小电流Ib能控制大电流Ic的大小，以及放大电路的原理。
我这里的三极管也叫双极型晶体管,模电的放大电路和数电的简单逻辑电路里面都会用到。有集电极c、基极b、发射极e、以及两个PN结：集电结和发射结。集电极面积比较大，基极厚度薄而且载流子浓度比较低。下图是个NPN型的三极管：
当发射结正偏时，电荷分布会发生变化，发射结宽度会变窄；相当于给电子打开了一扇e到b的大门集电结反偏时，电荷分布会也发生变化，集电结宽度会变宽。相当于打开了阻碍电子从c级跑出去的大门，如下方动画所示：
b级会接一个大电阻RB限制电流Ib的大小，跑到b极的那些多余的电子就只好穿越集电结，形成电流Ic，如下方动画所示：
如果基极电压翻倍，电荷分布会继续发生变化，发射结宽度会变得更窄，这扇大门变得更宽了，将会有更多的电子跑到b级。如下方动画所示：
由于RB是大电阻，Ib就算翻倍了也还是很小，所以更多的电子会穿越集电结，让Ic也翻倍。如下方动画所示：
两个直流电源是可以合并到一起的，再加上小信号ui和两个电容，就得到了放大电路，如下图所示。相关文章推荐：三极管放大电路设计技巧。
如果电阻大小合适，这个放大电路能够将小信号ui放大成相位相反的大信号uCE，如下方动画所示：
红色为输入端，ui的变化会影响UBE，把发射结看成一个小电阻，红色的Q点就会沿黑线运动，然后画出iB的图像；根据iC=βiB,画出iC的图像，纵坐标从μA变成了mA；而输出端有UCE=UCC-ICRC，当UCC、RC不变时，UCE与IC反相。
最后说说这些动画的不足之处吧：
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喇叭口一样的三极管并不是我的独创，但水箱的比喻容易让人产生一种误解，认为IC最大，其实IE才是最大的电流。
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动画里完全忽略了电子的热运动速度，那个速度远大于电压作用下电子的漂移速度。
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动画里并没有体现出能级、能带、费米分布等内容。