▎引言 ▎
电动汽车的电池充电器需要在电网连接和电池之间进行电流隔离。因此，电动汽车充电器几乎总是有两个层次：高电能质量整流器AC转换为DC；然后是DC-DC转换器采用高频变压器隔离电流。
SiC FET二极管的高开关频率可以满足使用旧和简单电路拓扑的充电器的要求，这在硅基开关设备中是不现实的。例如，用于单相整流的图腾柱功率因数校正器（TPPFC）三相整流器无处不在的两电平电压源逆变器(2L-VSI）。
本文总结了三相整流器的一些选项，简要介绍了调制选项和功率半导体损耗的比较。
▎拓扑选择 ▎
假设我们需要400或480 VAC线路RMS设计一个22 kW三相整流器，又称有源前端整流器（AFE）。这意味着需要功率因数校正，但功率流可以是单向的。成本、谐波失真、效率、尺寸和重量是重要的设计标准。为了实现低谐波失真，有源功率因数需要校正。
对于任何有单相PFC对于有经验的人来说，三个独立的助推器可能是一个有吸引力的选择。图1显示了两种可能的实现方法。
图：1（a）三PFC，（b）三TPPFC
在电动汽车充电器中，每个升压器（booster）必须单独隔离DC-DC转换器供电，这些转换器输出并联。这是一种可行的方法。通过消除输入二极管电桥，使用图腾柱拓扑，可以稍微改善传统PFC如图1所示，升压器的效率（b）所示。
12个功率半导体(有些可能是二极管，而不是二极管)FET）这种方法不那么有吸引力，因为在三电平拓扑中，相同数量的设备可以产生更低的成本和更小的线路滤波器。
图2：两种简单但不可行的拓扑：（a）二极管桥后的升压电路，（b）带升压电路的线路电感
三线电感器前的三相二极管电桥由于失真率高、尺寸大、重量大、成本高而过时。如图2所示（a）如三相二极管极管电桥后添加升压开关和二极管，由于开关频率远高于线频率，电感器将被缩小。然而，由于失真，这只在某些情况下有效，因此不可行。
在图2（b）中、传统单相PFC同样，二极管电桥后的单个升压电路也会产生不可接受的谐波失真，约30%。因此，有必要积极塑造每相电流。实现这一点的许多方法之一是在每个线路电感器器DC在链路之间添加背对背FET，如图3（a）所示。这是三电平Vienna对所有人来说，整流器是一种流行变体SiC功率半导体是高效的[1]。
Vienna整流器中的SiC二极管具有480 VAC额定电压为1200 V，但是开关损耗可以忽略不计。每个二极管都在FET开关频率下与其对应的FET换向FET必须只阻断一半DC链路电压低，开关损耗低，650 V或更高的FET额定电压是可以接受的。
电流在Vienna整流器完全成形，产生极低的谐波失真。线路滤波器作为三电平滤波器，成本、尺寸和重量较低。功率流是单向的。为了支持双向功率，稍微减少传导损耗，在三相桥中使用1200 V FET如图3所示，替代二极管（b）所示。
图3：（a）改进的Vienna整流器，（b）三电平TNPC
这是三电平晶体管中性点钳位拓扑(3)L-TNPC）。它可以在任何功率因数下工作，但作为整流器，桥式FET可忽略开关损耗。L-TNPC的PWM策略是将电桥和钳位置FET对反相。与Vienna整流器一样，每个钳位FET阻断一半DC因此，开关损耗较低。
在某些情况下，额外的FET和栅极驱动器超过了三电平线滤波器降低的成本。简单地消除钳位FET，这个问题可以解决，从而产生无处不在的两电平电压源逆变器(2L-VSI）。2L-VSI只有6个FET，但在任何功率因数下都能完全塑形线电流，因此支持双向功率流，谐波失真率低。
三电平可用NPC和ANPC但是在这个应用中，它们没有TNPC特别是SiC FET高性能。使用更高的DC在链路电压下，需要更多这样的拓扑，比如1500 VDC输入太阳能系统。
▎调制方法 ▎
以下推导主要针对2L-VSI，但这些调制方法也适用于3L-TNPC和其他逆变器拓扑。
图4：（a）半桥，（b）正弦三角形参考和载波波形
半桥采用正弦三角调制DC链路中点z(可能是虚拟的)最大输出电压为V_DC/2，如图4（a）所示。无论相脚（phase leg）这是正确的，因为每只脚都是独立于其他脚的正弦三角调制。换句话说，相脚之间没有切换协调。这意味着三相四线连接很容易使用，如图5所示（a）所示。
图5：2L-VSI（a）与4线连接，和（b）带3线连接
如图5所示（b）所示，DC链路中点z通常是假设的，因为薄膜电容器可以不串联支持DC链路电压EV充电器中四线连接的一个优点是可以在单相输入或三相输入下工作。对于单相输入，两相脚的工作原理和TPPFC相同。
图6:三相分压
我们需要知道AC到DC链路电压范围。推导最大线间电压的方法之一是分压。当A相顶部开关打开时，B打开相和C相底开关时，A从相线到中性点的电压，即图6中A点到s点的电压DC链路电压(电容器两端电压，从p到n）A相阻抗（A一半相)加A相阻抗。
因此，A从相线到中性点的电压为 。这是负载或电源上可以产生或支持的最大电压。在电感器和s点之间插入平衡的三相电压源会产生相同的结果，因为电压总和为零。使用开关总是处于相反状态（忽略死区时间）PWM策略，我们将开关与每个相脚组合在一起AC端子处的电压向量相关联来创建空间矢量图。
图7：（a）2L-VSI空间矢量图，（b）红色为正弦三角形采样波形，蓝色为空间矢量，绿色为60°C不连续调制的采样波形
图7（a）开关状态由三个字母(或数字)指定，每个相位为一个，字母p或n(或数字1或0)对应于图6中DC链路轨。例如，A相顶开关接通，BC相相底部开关通过pnn指定。2L-VSI共有8个矢量：6个最大电压矢量和2个冗余零矢量。线电压通过平均参考电压附近矢量的时间近似旋转（rotating）参考电压vref。
如图7所示（a）空间矢量图或如图7所示（b）比较参考和载波波形计算。这方面有很多文献[2]，但本文只涉及正弦三角形和常规空间矢量(以下简称SVM）和60°不连续调制(电压峰值钳位，又称DPWM1）。
为避免削波(脉冲跳跃)和谐波失真跳跃，图7中限制了参考向量长度（a）中的内圆（对于正弦三角形），以及SVM和DPWM1中较大的圆。SVM和DPWM1电压增加幅度的物理原因是什么？节点s的平均电压相对于这些调制方法(以及其他调制方法，包括三次谐波注入)DC流链路以3倍基频(线)频率摆动。
这是通过在相位之间共享零状态时间来实现的。节点s的移动电位平SVM和DPWM1参考波形，允许给定DC链路电压系数为 与正弦三角相比，较高的线路电压。另一方面，每个相位通过正弦-三角调制独立于其他相位，允许节点s的电压相对于DC在不改变调制的情况下，固定链路，实现可选的四线连接。
SVM和DPWM1具有降低EMI输入/输出电压范围较宽的优点。SVM在功率半导体中，和正弦三角具有几乎相同的传导和开关损耗。DPWM1的优点是在每个基本线路周期内60°间隔内两次钳位DC链路轨，从而减少开关损耗。即使在快速开关的情况下，这一优点也往往超过了传导损耗的增加。
正弦三角和SVM很容易用Vienna整流器。可以想象，由于二极管电桥，Vienna整流器固有地不连续PWM，SiC二极管中几乎为零的开关损耗进一步增加PWM。可以对钳位FET不连续使用更有限PWM，但是开关损耗已经相当低了，这里就不考虑了。
用空间矢量图计算实现PWM在微控制器中实现停留时间SVM和DPWM参考波形(如图7所示（a）三角形载波波形（PWM比较可能更容易。若同时发生跳变，DPWM由于相电压总和为零，1波形中的跳变不会导致线路电流失真。这可以通过写入影子PWM这些寄存器将被更新到同一时钟边缘的有源PWM寄存器。
▎效率比较 ▎
使用在线FET-Jet计算器工具估计功率损失。每个拓扑的相脚或相位数为3。适用于以下条件。
表1：功率损耗计算参数
表2:选择功率半导体
表2功率半导体选择中的设备选择考虑了成本。在某些情况下，使用不同的设备选择，可以稍微降低功耗。因此，提供了许多器件号，因此可以根据各种应用要求优化权衡。
对于PFC，在线计算器忽略了硅基线路整流器的损耗，因为这些损耗不是由UnitedSiC提供的。因此，进行了自定义计算，包括Diotec Semiconductor典型的1200 V单相整流桥KBPC5012FP的损耗。结果如图8所示。
图8：功率损耗比较
毫不奇怪，三PFC的损耗最高，其次是TPPFC。这主要是因为电流路径中的半导体数量。接下来是采用空间矢量调制的2L-VSI。这也是意料之中的，因为总共只有6个功率半导体，更高的效率通常需要更多的硬件。
一个有趣的例外是，与2L-VSI中的正弦三角或SVM相比，不连续PWM显著降低了功率损耗。Vienna整流器优于配备DPWM1的2L-VSI，但在全功率下，它们的功率损耗大致相等。带有SVM的3L-TNPC的功率损耗仅略低于Vienna整流器，而DPWM1的效率明显更高。
这些结果只需几分钟就能收集到。可以进行进一步的优化，预计计算结果与实际结果之间会有一些差异是合理的。撇开免责声明不谈，这些趋势是明确的，有助于指导拓扑和调制决策，至少有助于消除不可行的选项，转而关注那些可能表现良好的选项。
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参考文献
J.W. Kolar, T. Friedli, “The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems”, Proceedings of the 33rd IEEE International Telecommunications Energy Conference (INTELEC 2011), Amsterdam, Netherlands, October 9-13, 2011
C. Grahame Holmes, Thomas A. Lipo, “Pulse Width Modulation for Power Converters, Principles and Practice”, IEEE Press and Wiley-Interscience, ISBN 0-471-20814-0, Copyright 2003
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