专利名称：功率因数修正电路的生产方法
技术领域：
本发明涉及一种功率因数校正电路，特别是一种功率因数修正电路，用于增强交换电源供应商的功率因数值，以满足谐波电路规则(harmonic current rules)EN-6100-3-2对A类或D类的要求。
背景技术：
图1显示了一个传统的交换电源供应商。该电源供应商包括一个交流/直流整流器1和一个直流/直流转换器2，其中整流器1包括一个电容器C连接一桥式整流器BD1。
在图5所示的电路结构中，图1中的直流/直流转换器2为半桥结构。根据图5所示的电路设计，桥式整流器BD1.整流交流电压源VS1.整流后的电压源VS1再由电容C3.滤波形成一个直流电压源VC3。电容C1和电容C2有一个共同接点来形成一个分压器。因此，两个电容器之间共同接点上的电压为VC3/2。
图6显示了脉波宽度调变的时序图，其中脉波宽度调变信号VHG和VLG分别用于驱动图5中显示的开关Q1和Q2。
在0≤t≤t在1期间，脉波宽度调整信号VHG和VLG它们都处于低压状态，所以开关Q1和Q2位于关闭状态，此时输出电压VO是由电容C4所提供。
在t1≤t≤t在2期间，脉波宽度调整信号VLG脉波宽度调变信号处于高位准状态(高电压)VHG开关处于低位准状态(低压)Q1位于关闭状态，开关Q2位于打开状态，电流通过电容C1.变压器一次侧P1和开关Q2后至接地。在这种情况下，变压器可以从一次侧转动P将能量转换为二次侧S1.为电容提供能量C4并输出电压VO。
在t2≤t≤t三、开关Q1和Q因此，电路的运行状态和0≤t≤t时间相同。
在t3≤t≤t在4期间，脉波宽度调整信号VLG脉波宽度调变信号处于低位准状态(低电压)VHG因此，开关处于高位准状态（高电压）Q1位于开关状态，开关Q当电流通过开关时，电流处于关闭状态Q1.变压器一次侧P1、电容C2后至接地。在这种情况下，变压器可以从一次侧转动P将能量转换为二次侧S1.为电容提供能量C4并输出电压VO。
上述能量切换状态是循序渐进的，为负载提供能量，输出电压VO它将被传送到一回教系统12。该回授系统12可以将信号返回到高频脉冲信号控制电路50，以调节脉波宽度和信号VHG和VLG工作周期。例如，当输出的电能低于要求的电能时，造成供应给负载的电能不足，此回授信号会增高脉波宽度调变信号VHG和VLG工作周期增加开关Q1和Q2.导通时间。这样，变压器可以增加电能T一次侧转换为二次侧的时间，换句话说，供给二次侧的电能增加。此输出电压VO它将继续增加到所需的电压。另一方面，当输出电压高于负载所需的电压时，此时处于过度驱动状态。在这种情况下，脉波宽度调整信号VHG和VLG减少整个区域的工作周期。
图5中的输入电流IPC脉冲电流如图2所示，因为脉冲电流的失真会大大降低传统交换电源供应商的功率因数，一般降低到50%左右。这种情况的原因是图1交流/直流整流器1整流后总谐波失真超过100%(后来称之为THD)。因此，总谐波造成相当严重的失真，质量差，造成严重的能量损失。
因此，许多国家提出了谐波电路规则(例如，EN-6100-3-2)，特定厂家必须遵循供电的电流波形，以提高供电的效率和质量。
因此，提出了各种不同设计的功率因数修正电路，以提高传统交换电源供应商的功率因数效率。以下是两个传统功率因数修正电路的例子。
第一种是电感功率因数修正电路。
如图3所示，该功率因数修正电路包括一个低频大线圈H1.与桥式整流器串联BD1和电容器C1间。线圈H1和电容器C通过整流输入到直流/直流转换器2的电流，共同形成一个低通滤波器。该设计类似于提供稳压器功能来修正荧光灯的功率因数。然而，在以前的技术中，线圈用于增强功率因数H体积相当大，工作时温度也很高。
第二种是电路设计图4中显示的主动功率因数校正电路。在主动功率因数校正电路中，包括一个交流/直流整流器，形成一个二阶电路，包括直流/直流转换器2。此外，一个复杂的控制电路11和一个开关Q包括在内，以增强功率因数。然而，这种电路设计相当复杂，制造也相当昂贵。
许多基于上述两种技术的功率因数修正电路已经开发出来，但这些功率因数修正电路也有上述上述案例的缺点。因此，迫切需要新设计的功率因数修正电路来消除上述缺点。
发明内容
综上所述，传统的功率因数校正电路确实有许多缺点。例如，图3中显示的传统功率因数校正电路需要一个相当大的线圈，因此整体体积也相当大。图4中显示的功率因数校正电路由于设计复杂而无法降低生产成本。
因此，本发明的主要目的是用以提供一种可提供高效率功率因数的功率因数修正电路。
本发明的另一个目的是提供一个功率因数修正电路，可以解决上述传统功率因数的缺点。
本发明的再一目的则是用以提供一具有小体积且易于生产的切换式电源供应器。
根据上述目的，本发明的功率因数修正电路至少包括串联连接的第一线圈、二极管、电感和第一电容器，用于过滤从二极管输出的电压，第一线圈可以是变压器的额外线圈，主线圈连接到电感器和第一电容器，第一线圈的极化方向与主线圈相反，第二个电容器连接到主线圈，用于控制主线圈，建立横跨第二个电容器的电压，通过变压器传输到第一线圈，增加第一个电容器的电压以增加功率因数。
为使本发明的上述和其他目的、特点和优点更加明显易懂，以下特举更好的实施例，并配合所附图式，详细说明如下图1：绘制传统的离线交换电源供应商；图2显示图1中输入电压和输入电流的波形图；图3显示传统的电感功率因数校正电路；图4显示传统的主动功率因数校正电路；图5是传统半桥式结构的交换电源供应商的概述图；图6显示脉波宽度调整信号VHG和VLG的时序图，用于驱动传统桥式转换器的切换；图7是根据本发明的一个更好的实施例，在一返驰式中(flyback-type)主动功率因数用于交换电源供应器中修正电路的概略图；图8为主侧电路的概略电路图，辅助电源供应器未显示；图9为线圈P1处于一极性下的电压VP1放大图；图10是线圈；P1在另一个极性下的电压VP图11是本发明的关键电压VC1和VS以及输入电流I2的波形图。
附图说明1交流/直流整流器2直流/直流转换器11控制电路12，716回教系统50，712高频脉冲信号控制电路710功率因数修正电路714切换晶体管VD1输入电压VC3直流电压源VS1、Vc1、VP1、VP2电压
VO输出电压T1变压器BD1桥式整流器P1、P2、线圈D1、D2、D3、D4二极管H1线圈L1电感C1、C2、C3、C4电容Q1、Q2开关VHG、VLG脉波宽度调变信号IPC、IS1、I1、I2电流的具体实施方式
在不限制本发明精神和范畴的情况下，本发明以更好的实施例提出了一功率因数修正电路结构。熟悉本技术的人在了解本实施例后，可以将该功率因数修正电路应用于各种交换电源供应商。本发明的电路结构可以在不占用太大体积的情况下大大提高功率效率。此外，本发明既不需要额外的电感，也不需要使用功率因数来修正脉冲电路，因此可以大大降低整体体积，降低生产成本。以下实施例只是众多实施例中的一个，因此本发明的精神和范围不限于以下实施例。
本发明的电路结构包括一功率因数修正电路和一交换电源供应器。
图7显示了一个基于本发明的更好实施例，用于返驰(flyback-type)交换电源供应器的主动功率因数修正电路。本发明的功率因数修正电路也可用于其他类型的转换器，例如，正向式(forward-type)转换器，推挽式(push-pull-type)转换器，半桥式(half-bridge-type)转换器，全桥式(full-bridge-type)转换器或电阻电容控制(resistor-capacitor-control type)转换器中。
变压器在图7中T1有一主线圈P2.属于功率因数修正电路710的一、二次侧线圈S和线圈P1。修正电路710的主要功能是增强交换电源供应器的功率因数。电压VS一是交流电源，电流IS一是交流电源产生的电流。桥式整流器BD将交流电源整流成直流电源。电容C用于过滤输入端的噪声。高频脉冲信号控制电路712可输出脉冲宽度调节信号(pulse width modulation signal，PWM signal)，用于控制714晶体管切换。一回授系统716可接收输出端的输出信号VO，并将信号发送给高频脉冲信号控制电路712。然后，该高频脉冲信号控制电路712将调整以控制切换晶体管714脉冲宽度调整信号的工作周期(duty cycle)，稳定输出信号VO。
根据本发明，功率因数修正电路710是由串联的线圈P1、一二极管D1、一电感L1和一电容C1组成L用于二极管D1.滤波输入电压。P1和主线圈P二是缠绕在同一铁心，具有相反的极性。因此，主线圈P2和线圈P不同极性的电压将传递。
如图8所示，是一个变压器主端的概略电路图，其中一个电源供应器部分没有显示。图8中的虚线代表电流I1的流向。当高频脉冲信号控制电路712控制切换晶体管714导通时，具有初始电压VC1的电容器C1会经由线圈P二、通过电流I1放电，储存在线圈中P线圈中的能量P在2上建立一个电压VP2。切换晶体管关闭时，能量会从线圈开始P22通过铁心传输到线圈P一、二次侧线圈S。然后在线圈中提供负载（图中未显示）的能量P在一个地方建立一个和电压VP2反相的电压VP1。此电压VP1的尺寸和切换晶体管714的导通时间P2和线圈P1间缠绕线圈的比例有关。在线圈P1处所建立的电压VP其大小如下公式所示VP1＝VC1×(P1/P2)×晶体管导通时间，P1/P2是线圈P1与主线圈P2的缠绕比。
图9显示线圈P当.一极性下，其电压下降VP1放大图式。其中电压VS因此，二极管应用于交流电源的输入电压D1的输入电压VD1为VD1＝VS1 VP1当输入电压VD1大于电容C1的电压VC1时，二极管D1为正向偏压，此时二极管D1.同时产生一个电流I2。根据本发明的更好实施例，切换晶体管714导通时，线圈P1和线圈P2的设计使输入电压VD总是大于电容C1的电压VC1。如图8所示，实线为电流I流向，这个电流I2会对电容C1进行充。
当高频脉冲信号控制电路712控制切换晶体管714关闭后，电能量会从变压器T1的主侧通过铁心传送至变压器T1的二次侧S。然后，此电能会从变压器二次侧S传送至负载(未显示于图中)以及电容C2。此时，线圈P1的极化状态会被反转。
图10描述的是线圈P1处于一极性下时，其电压VP1的放大图式。其中电压VS1为交流电源的输入电压，因此，施加于二极管D1的输入电压VD1为VD1＝VS1-VP1当切换晶体管714被关闭时，根据本发明的较佳实施例，线圈P1和线圈P2的设计会使得输入电压VD1总是小于电容C1的电压VC1，此时二极管D1被逆向偏压，因此并无任何的电流流经二极管D1来对电容C1进行充电。
另一方面，请再次参阅图7，输出电压VO会被传送至回授系统716，然后，此回授系统716会回馈一讯号给高频脉冲信号控制电路712借以调变脉波宽度调变信号的工作周期。例如，假如输出电压VO低于所要求的电压大小时，造成供应至负载的电源不足，此时回授信号会加长脉波宽度调变信号的工作周期，借以增加切换晶体管714的导通时间。此时，从变压器T1的主侧通过铁心传送至变压器T1二次侧S的传送电能时间会被增加，因此，造成传送至变压器T1二次侧S的电能量增加，使得输出电压VO升高，而达到所要求的电压。
反之，假如输出电压VO高于所要求的电压大小时，会造成供应至负载的电源过高，此时回授信号会缩短脉波宽度调变信号的工作周期，借以减少切换晶体管714的导通时间。此时，从变压器T1的主侧通过铁心传送至变压器T1二次侧S的传送电能时间会被减少，因此，会造成传送至变压器T1二次侧S的电能量减少，使得输出电压VO降低，而达到所要求的电压。
图11描述的是本发明关键电压VC1和VS1以及输入电流I2间的波形图。参阅图8和图11，其中电压VS1为交流电源的输入电压。电压VC1为横跨电容C1的电压。电流I2为对电容C1进行充电的电流。而施加于二极管D1的输入电压为VD1。
当输入电压VD1大于电容C1的电压VC1时，二极管D1为正向偏压，此时二极管D1会被导通，同时产生一电流I2。此电流I2会对电容C1进行充电，借以增进功率因数。而另一方面，当输入电压VD1小于电容C1的电压VC1时，二极管D1为逆向偏压，此时并不会有任何电流流过二极管D1，当缠绕变压器线圈P1和线圈P2的线圈数比率趋近于1时，此时的功率因数子也趋近于1。
综上所述，本发明的功率因数修正电路是由串联的一个第一线圈、一个二极管、一个电感和一个第一电容所组成。其中第一线圈为一变压器的一额外线圈，与变压器主侧的第二线圈，极性相反。第二电容与第二线圈连接，借以控制第二线圈并建立一跨越第一电容的电压，此电压可通过经过变压器传送至第一线圈。此传送电压可提升第一电容的电压来增进功率因数。
虽然本发明已以一较佳实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何熟悉此技术的人，在不超出本发明的精神和范围内，都可作各种的改动与修饰，因此本发明的保护范围应当以权利要求书所界定的为准。
权利要求
1.一功率因数修正电路，适用于一交换式电源供应器，其中，该交换式电源供应器包括该功率因数修正电路和一个具有二次侧线圈和主侧线圈的转换器，而该主侧线圈是耦接于一切换组件，该电路至少包括一个线圈，其中该线圈的极性与该主侧线圈相反；一个二极管，耦接于该线圈；以及一个电容器，耦接于该二极管，其中该电容器和该二极管具有一共同接点，而该主侧线圈耦接于该共同接点。
2.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，所述的电路还包含一电感，用以滤除噪声。
3.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，所述的线圈、二次侧线圈和主侧线圈是缠绕在同一铁心上。
4.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，所述的转换器为一正向式转换器、推挽式转换器、半桥式转换器、全桥式转换器或电阻电容控制式转换器。
5.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，所述的线圈和该主侧线圈的线圈数比率约为1。
6.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，所述的切换组件是用以控制该电容对该主侧线圈进行充电的。
7.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，当所述的二极管为正向偏压时，会对该电容进行充电。
8.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，当所述的二极管为逆向偏压时，电能会从该主侧线圈传送至该二次侧线圈。
全文摘要
本发明的功率因数修正电路是由串联的一个第一线圈、一个二极管、一个电感和一个第一电容所组成。其中，第一线圈与变压器主侧的第二线圈的极性相反。一个第二电容与第二线圈连接，借以控制第二线圈并建立一跨越第一电容的电压，此电压可通过变压器传送至第一线圈，借以提升第一电容的电压来增进功率因数。
文档编号H02M1/12GK1677812SQ20051006265
公开日2005年10月5日 申请日期2005年3月31日 优先权日2004年4月1日
发明者杨李龙 申请人:杨李龙