表放大器可以调节传感器产生的电信号，从而实现这些信号的数字化、存储或控制信号通常较小。因此，放大器可能需要配置为高增益。此外，信号可能会叠加大共模电压或大直流失衡电压。精密仪表放大器可以提供高增益，有选择地放大两个输入电压之间的差异，抑制两个输入。
惠斯登电桥是这种情况的经典例子，但像生物传感器这样的原始电池具有类似的特性。电桥输出信号为差分信号，因此仪表放大器是高精度测量的首选。理想情况下，无负载电桥输出为零，但只有当所有四个电阻完全相同时，这种情况才是真实的。如果有一个由分立电阻构成的电桥，如图所示 1 所示。最差情况差异失衡 VOS为
其中，VEX激励电桥的电压，TOL电阻容差(单位为百分比)。
图 1 惠斯登桥失调
例如，每个元件的容差都是 0.激励电压为1% 5 V 当差异失调高达时，±5 mV。如果需要 400 为了实现所需电桥的灵敏度，放大器输出端的失衡变成了±2 V。假设放大器由同一电源驱动，其输出可以在轨道上摆动，只有电桥失衡才能消耗 超过80%的输出摆幅。这个问题只会在行业要求电源电压越来越小的趋势下变得更糟。
传统的三运放仪器放大器架构(如图所示 2 所示)有一个差异增益级，然后是一个用于移除共模电压的减法器。因此，失衡放大的倍数与目标信号相同。因此，移除它的方法是参考(REF)端部施加反电压。这种方法的主要缺点是，如果放大器的第一级饱和，则调整 REF 上部电压无法纠正失调。克服这一缺点的几种方法包括：
● 根据具体情况，电桥外部电阻分流，但自动化生产不现实，出厂后无法调整
● 通过微调减少一级增益 REF 上部电压去除失调，增加放大器电路以实现所需的增益
● 以高分辨率降低一级增益 ADC完成数字输出，删除软件中的失衡
后两种选项还需要考虑在最坏情况下与原始失衡值的偏差，以进一步减少第一级的最大增益。这些解决方案并不理想，因为它们需要额外的电源、电路板空间或成本来实现高 CMRR 低噪声的目标。此外，交流耦合不是测量直流或超慢移动信号的选择。
图 2 三运放仪器放大器拓扑结构
间接电流反馈(ICF)仪表放大器(如AD8237 和 AD放大前可移除8420的失调。 3 显示ICF拓扑结构原理图。
图 3 间接电流反馈仪表放大器拓扑结构
仪表放大器的传输函数与经典三运放拓扑结构的传输函数相同，其计算公式为
由于输入之间的电压等于反馈(FB)与参考(REF)当端子之间的电压时，可以满足放大器的反馈要求。因此，我们可以重写公式
这意味着引入一个等于反馈和参考端子之间失衡的电压，即使有大输入失衡，输出也可以调整为零伏特。如图所示 4 通过以下方法可以实现调整：从简单的电压源（如低成本） DAC）或来自嵌入式微控制器的滤波器 PWM 信号，通过电阻 RA将小电流注入反馈节点。
图 4 高增益电桥电路带失调去除功能
设计步骤
等式(3)，R1与 R2比例将增益设为：
设计师必须确定电阻值。较大的电阻值可以降低功耗和输出负载；较小的值可以限制FB如果输入偏置电流和输入阻抗误差。 R1和 R2并联组合大约30个 k?，电阻开始引起噪音。表1显示了一些建议值。
表 1 各种增益的推荐电阻(1%电阻)
为了简化 RA对于值的搜索过程，假设采用双电源运行模式，有接地 REF 已知的双极调节电压 VA。输出电压可通过以下公式计算：
注意，从VA输出增益相反。VA增加会降低输出电压，比值为R2和 RA之比。在这个比值下，调整范围可以最大限度地达到给定调。由于调整范围指向增益前的放大器输入，即使在低分辨率源下，也可以进行微调。由于 RA一般都比 R因此，我们可以得到等式(5)的近似值：
找一个 RA允许最大失调范围 VIN(MAX)，调整给定的电压范围 VA(MAX)的情况下，使VOUT= 0 ，求 RA，结果得到
其中，VIN(MAX)传感器预期的最大障碍。等式（5）还显示，调整电路的插入将修改从输入到输出的增益。即便如此，其影响通常也很小，增益可以重新计算为：
一般来说，对于单电源电桥的调理应用，参考端的电压应大于信号。如果电桥输出可以在正负之间摆动，尤其是在这种情况下。如果基准电压源由低阻抗源驱动到电压 VREF，如图 5 所示等式(5)变为:
如果与原始等式相比VREF取 VOUT和VA，可以得到相同的结果。VA(MAX)– VREF等式(7)式(7) VA(MAX)。
设计示例
假设有单电源电桥放大器，如图所示 4 所示，其中，用 3.3 V 电压激励电桥并驱动放大器。全量程电桥输出为±15 mV，可能存在失调±25m V 的范围。为了获得所需的灵敏度，需要放大器增益 100，ADC 输入范围为 0 V 至 3.3 V。由于电桥的输出可以是正的或负的，其输出指向中间电源或 1.65 V。只需通过施加 100 失衡本身会迫使放大器输送增益 出处于–0.85 V 至 4.15 V 超出电源轨的范围。
这个问题可以通过图片来解决 5 解决所示电路。电桥放大器A1 是一个像AD8237 一样的ICF仪表放大器。放大器A2，带R4和R5，将 A1 零电平输出为中间电源。AD56018 位DAC通过调整输出，调整输出RA使电桥失调 0。然后，由放大器输出AD7091微功耗 12 位ADC数字化。
图 5 对单电源工作模式修改的失调移除电路
从表1可以看出，当增益为101时， (在元器件现货上找锐单商城)R1和R2需为1 k?和100 k?。电路包括一个 0 V 至 3.3 V 范围内摆动，或在 1.65V 左右摆动基准电压±1.65 V。为了计算 RA我们使用等式 (6)。其中，VA(MAX)= 1.65 V 且 VIN(MAX)= 0.025 V， RA= 65.347 kΩ。当电阻容差为 1%时，最接近的值为 64.9 k?。然而，这并没有给源精度和温度变化引起的误差留下任何余量，所以我们选择了一个常见的 49.9 k? 低成本电阻的成本是降低了调整分辨率，导致调整后略有失衡。
我们可以从等式(7)中计算出额定增益值 如果设计师想要接近目标值 100 最简单的简单的方法就是 R2的值降低 3%左右，至 97.6 k?，结果对 RA值的影响很小。在新条件下，额定增益为 100.6。
由于DAC可以摆动±1.65 V，因此，总失调的范围可以通过RA以及R1和R给定并联组合形成的分压器，计算方法如下：
在±25-mV 在最大电桥失调范围内，±32.1-mV 可提供调整范围 额外调整28%的余量。 8 位 DAC，调整步长为
对于 250-μV 调整分辨率，输出端最大残余失调为 12.5 mV。
采样率为 1 MSPS 的 AD7091，这些值为 51 ? 和 4.7 nF。采样速度较低时，可采用较大的电阻或电容组合，以进一步降低噪声和混合效应。
该电路的另一个优点是，桥梁故障调整可以在生产或安装过程中完成。如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对故障值有影响，则可以重新调整电路。
受其真轨到轨输入的影响，AD8237 超低电源电压电源电压的电桥应用。传统工业应用要求高电源电压，AD8420 这是一个很好的替代器件。 ICF 仪用仪表放大器 2.7 V 至 36 V 电源供电，功耗低 60%。
表 2 比较两个仪表放大器。使用最小和最大规格。更多细节和最新信息息，请参见产品数据手册。