随着信号速率的增加，高速信号的皮肤效应和传输线的介质损失，使信号在传输过程中损坏很大，为了在接收终端获得更好的波形，需要补偿损坏的信号，常用的补偿技术包括：在介绍这三种信号补偿技术之前，介绍皮肤效应和介质损失。
当信号通过无源链路时，信号完整性因信道损耗（插入损耗）、阻抗不连续（反射、返回损耗）、其他信道干扰（串扰）等而损坏（SNR）以至于信号传输可能会出现误码（BER）。?影响SNR还有振铃，EMI, 地弹, 开关电源噪声， 热噪声, 白噪声/闪烁噪声/随机噪声， 环境变化(温度、湿度等)。
交变电流(alternating electric current, AC)通过导体时，导体截面电流分布不均匀，导体表面电流密度越近。这种现象称“趋肤效应”。趋肤效应增加了导体的有效电阻。频率越高，趋肤效果越明显。当高频电流通过导线时，可以认为电流只流过导线表面的薄层，这相当于导线截面的减少和电阻的增加。
在电场作用下，由于介质电导和介质极化的滞后效应，绝缘材料内部造成的能量损失称为介质损失。在交变电场的作用下，电流相量与电压相量之间的夹角称为介质损失角，角的正切值称为介质损失因素。
在高速信号传输中，信号的高频分量衰减远大于低频分量衰减，传输线路的特性就像低通滤波器。如下图所示。
发送端:预加重或去加重
接收端：有源连续时间线性平衡器(CTLE,Continuous Time Linear Equalizer)，前馈均衡器(FFE,Feed-Forward Equalizer) ，判断反馈平衡器(DFE,Decision Feedback Equalizer)
前面已经介绍过，信号传输线具有低通滤波特性，传输过程中信号的高频成分衰减大，低频成分衰减少。预加重技术的理念是在传输线的开始增强信号的高频成分，以补偿传输过程中高频成分的过度衰减。众所周知，信号频率主要由信号电平的变化速度决定，因此信号的高频分量主要出现在信号的上升和下降。预加重技术是增强信号的上升和下降。如下图所示。
加重技术的理念与预加重技术有点相似，但实现方法有点不同。预加重是为了增加信号上升和下降的范围，其他地方的范围保持不变；加重是为了保持信号上升和下降的范围不变，其他地方的信号减弱。如下图所示。
加重补偿后的信号摆渡比预加重补偿后的信号摆幅小，眼图高度低，功耗小，EMC辐射小。
上述预加重和去加重可以很好地补偿信号在传输过程中的损失，提高信号质量。然而，预加重和去加重技术也存在一些缺陷。例如，当线路上存在串扰时，预加重和去加重会放大高频串扰的重量，增加串扰的危害。为了弥补预加重和去加重技术的缺陷，后来出现了平衡技术。
与预加重和去加重不同，信号接收端采用均衡技术，其特点相当于高通滤波器。其原理如下：
平衡器实际上是一个高通滤波器，下图是一个简单的高通滤波器，即平衡器。
平衡器通常由滤波器实现，用滤波器补偿失真脉冲。判断器获得的解调输出样本是平衡器修正或清除码间干扰后的样本。自适应平衡器根据某种算法直接从传输的实际数字信号中调整增益，从而适应信道的随机变化，使平衡器始终保持最佳状态，从而具有更好的失真补偿性能。
数字 FIR 滤波器，模拟 FIR 滤波器和连续时间滤波器都属于前馈平衡器（FFE）。连续时间滤波器的前馈平衡器正在减少 ISI 同时也放大了噪音，降低了噪音的容量。
数字 FIR 滤波器 ：接收端 FIR 滤波器也可以加重发射端 FIR 以类似的方式实现滤波器。由于发射端处理离散信号，其 FIR 数字滤波器可以实现滤波器。然而，离散信号在损坏信道后会变形，当它到达接收端时会变成模拟信号，因此接收端滤波器应该在模拟域（Analog Domain）中实现。如图为数字 FIR 实现滤波器框图。采样保持放大器(SHA)模数转换器采样信号（ADC）转换成数字信号。但由于乘法运算通常在数字域实现，功耗很大。
滤波器的实现遇到了两个瓶颈:(1)关键路径（Critical Path）它限制了滤波器的工作速度，使其只有数百个 MHz。即使移相技术和并行技术可以减少速度瓶颈，其波特率也受到限制 1Gbps。(2)前端位于适当的功耗和面积 ADC 均衡器的工作速度严重限制。当数据率达到时 GHz 两级，这些 ADC 会消耗大量的功耗和面积。这些瓶颈将 FIR 滤波器的应用局限在中间速率的接口中（如宽带调制解调器和硬盘驱动读取信道）。
模拟串行链路通常需要在芯片上集成几十个链路，这就要求平衡器的功率足够小。 FIR 滤波器不需要额外的高速滤波器 ADC，因此，有可能实现低功耗、高速如图所示，模拟 FIR 滤波器原理框图
延迟线路可由 LC 延迟线路也可以通过 DLL 或者 PLL 实现锁定的延迟线。模拟乘法器实现了加权加权功能。滤波器也有一些瓶颈：（1）速度也受到前端采样保持电路的限制，（2）延迟线的速度受到带宽的限制，使信号大大衰减，（3）为高数据率提供准确的延迟时间也是一个严重的挑战。
离散时间滤波器有三个基本缺陷:(1)SHA (2)限制滤波器的速度SHA 均衡器的性能恶化了时钟抖动的敏感性，(3)使用离散时间滤波器的接收器需要额外的时钟源。而且，时钟对齐可以准确地进行，直到平衡功能完成。为了解决这个问题，串行链路采用分离时钟和数据信道源同步（Source-synchronous）接口实现离散时间 FIR 均衡器。
连续时间滤波器可以减少上述采样和速率问题，因为不需要采样保持电路。
诸如LTE线性平衡器增加深度零点，线性平衡器增加了增益，从而放大了噪声。因此，在带有深度谱零点的通信道中，线性平衡器的性能较差。然而，对于这种不良信道，判断反馈平衡器的性能优于线性横向平衡器，因为它有不受噪声增益影响的反馈部分。
判断反馈平衡的基本方法是，一旦检测和判断了信息符号，就可以估计并减少后续信号的干扰。其结构如图所示。前向滤波器包括两个抽头延迟滤波器(FFF)，另一种是反向滤波器(FBF)。其功能和原理与前面讨论的线性横向平衡器相似：FBF输入是判断器的先前输出，其系数可以通过调整来减弱当前估计的码间干扰。其中FFF抽头系数为L，而抽头系数为LFBF抽头系数为M。
判断反馈平衡器(DFE)的结构具有许多优点，当判决差错对性能的影响可忽略时DFE与线性平衡器相比，很明显，与线性平衡器相比，添加判断反馈部分可以大大提高性能。反馈部分消除了之前被检测符号引起的符号间干扰，如相对于LTE噪声增益较小MSE,相对于MLSE和格型结构的低运算复杂度、相对于横向结构更容易达到稳态性能等等。然而DFE结构面临的主要问题之一是错误传播。错误传播是由错误判断信息造成的。错误信息的反馈会影响FBF影响未来信息的部分判断；另一个问题是移动通信的收敛速度。
由于示波器的余辉作用，扫描得到的每个码元波形重叠在一起形成眼图。它是指在传输系统性能时，通过实验方法估计和改进(通过调整)在示波器上观察到的图形。观察眼图的方法是在接收滤波器的输出端使用示波器，然后调整示波器的扫描周期，使示波器的水平扫描周期与接收码元的周期同步。此时，在示波器屏幕上看到的图像人的眼睛被称为 为 “眼图”。
眼图包含丰富的信息，可以观察代码间串扰和噪声的影响，反映数字信号的整体特征，从而估计系统的优缺点。因此，眼图分析是高速互连系统信号完整性分析的核心。此外，还可以调整接收滤波器的特性，以减少代码间串扰，提高系统的传输性能。
在无代码串扰和噪声的理想情况下，波形无失真，每个代码将重叠在一起。最后，我们在示波器上看到的是线条细腻清晰的眼睛，最大限度地打开了眼睛。当有码间串扰时，波形失真，码元不完全重合，眼图的迹线就会不清晰，引起“眼”部分闭合。如果再加上噪音的影响，眼图的线条会变得模糊，眼睛会打开得很小。因此，眼睛张开的大小表示扭曲的程度，反映了代码间串扰的强度。可以看出，眼图可以直观地显示代码间串扰和噪声的影响，并评估基带传输系统的性能。此外，还可以调整接收滤波器的特性，以减少码间串扰，提高系统的传输性能。
通常眼图可以用上图所示的图形来描述，从这张图中可以看出:
(1)眼图张开的宽度决定了接收波形不受串扰影响的时间间隔。显然，最好的抽样时间应该选择在眼睛张开的最大时间。
(2)眼图斜边的斜率表示系统对定时抖动(或误差)的敏感性。
（3眼图左（右）角阴影部分的水平宽度表示信号零点的变化范围，称为零点失真量，在许多接收设备中，定时信息是由信号零点位置来提取的，对于这种设备零点失真量很重要。
（4）在抽样时刻，阴影区的垂直宽度表示最大信号失真量。
（5）在抽样时刻上、下两阴影区间隔的一半是最小噪声容限，噪声瞬时值超过它就有可能发生错误判决。
（6）横轴对应判决门限电平。