原文： National semiconductor AN-1148.pdf
翻译：ENDChina frm
近十年来，随着电池供电设备的快速增长，像原来的介质标准一样LM340或LM317等稳压器件已不能满足需要。使用这些稳压器NPN 本文称达林顿管(图1)NPN 稳压器。预期的更高性能已经从新的低压差开始（Low-dropout）稳压器（LDO）和准LDO稳压器（quasi-LDO）实现了。
在NPN稳压器内部使用一个PNP管来驱动NPN达林顿，所以在设备的输入和输出之间会有1.5V到2.5V压差。这个压差（dropout voltage）为：Vdrop ＝ 2VBE ＋VSAT（NPN 稳压器）
在LDO稳压器中，导通管是一个PNP管（图2）。LDO最大的优势是PNP管道只会带来很小的导通压降：Vdrop ＝ Vsat （LDO 稳压器） 满载下降压降一般小于500mV。轻载压降仅为10至20mV。
这种稳压器广泛应用于某些应用例如：5V变3.3V）（图3）。准LDO因为它介于NPN稳压器和LDO之间得名。它的导管由单个管道组成PNP单个管道驱动NPN管道。因此，其下降压降介于NPN稳压器和LDO之间：Vdrop ＝ Vbe ＋Vsat
这些类型的稳压器使用相同的技术(图4)固定输出电源。 输出电压通过反馈到误差放大器输入端的分压电阻进行采样。误差放大器的正端连接到参考电压。该参考电压由带间隙的内部参考源产生。误差放大器总是试图迫使两端输入相等。为此，它提供负载电流，以确保输出电压的稳定性： Vout = Vref(1 R1/R2)
NPN，LDO和准LDO参数上最大的区别是：下降电压（dropout voltage）和地脚电流（ground pin current）。为了便于分析，我们将地脚电流定义为Ignd ，如图4所示。而忽略了IC偏执电流泄漏到地面。很清楚，Ignd等于负载电流IL除导管增益外。 在NPN由于达林顿管在稳压器中的高增益，它只需要一个小电流来驱动负载电流。因此，它的地脚电流也很低（通常只有少数）mA）。准LDO性能也不错，就像国半一样LM1085可以输出3A电路只有10mA的地电流。LDO地脚电流一般较高。满载时，PNP管的β一般值为15-20。也就是说LDO的地脚电流一般为负载电流的7%。NPN稳压器最大的优点是无条件稳定(无外部电容)。LDO输出端至少需要一个外部电容来减少电路带宽（loop bandwidth）并提供一些正相位转移（positive phase shift）。准LDO一般也需要一些输出容性，但要小于LDO并且电容的特性局限也要少些。
所有电压稳压器都使用反馈电路来保持输出电压的稳定性。通过电路后，反馈信号会改变增益和相位。并在单位增益(0dB）电路的稳定性可以通过频率下的相位偏移总量来确定。
波特图 波特图用波特图才能理解稳定性（Bode Plots），它增加了回路（dB）函数(图5)表示频率。下节将介绍电路增益及其相关内容。 网络分析仪可用于回路增益（network analyzer）测量。它向反馈电路发射低电平正弦波。这些正弦波的频率从直流增加到0dB。 波特图是一个非常方便的工具，因为它包含了所有必要的信息来判断闭环系统的稳定性。然而，为了从波特图中获取必要的信息，有几个关键点：环路增长（loop gain），相位裕度（phase margin）和零点（Zeros）、极点（poles）。
回路增益（LOOP GAIN） 每个闭环系统都有一个叫做回路增益的特点。在稳压器的分析中，电路增益被定义为反馈信号通过整个电路后的电压增益。为了更好地解释这个概念，LDO框图(如图2所示)修改如下:变压器用于将AC信号发射‘信号发射’A’、‘B点间反馈回路。小信号正弦波可用于量化该变压器modulate)反馈信号。AC信号在A、B点间被测量并用来计算电路增益。 回路增益定义为两点电压比： Loop Gain ＝ Va/Vb 需要特别注意的是，从Vb当点开始的信号通过回路时，相位偏移(最终到达)Va点)。相位偏移决定了电路的稳定性。
反馈（FEEDBACK） 所有的稳压器都使用反馈来稳定输出电压。输出电压通过电阻分压器取样（如图6所示），分压信号反馈到误差放大器的输出端。由于误差放大器的另一个输出端连接到参考电压源，误差放大器将调整输出到导管的输出电流，以保持DC稳定输出电压。 必须注意的是，负反馈必须用于实现稳定的回路（negative feedback）。负反馈(有时叫degenerative feedback）与源信号的极性相反(如图7所示)。 负反馈总是阻止任何输出变化，因为它与源的极性相反。换句话说，如果输出电压想要更高（或更低），电路总是会阻止它达到正常值。
正反馈（Positive Feedback） 当反馈信号具有与源信号相同的极性时，就会发生正反馈。此时，电路响应将与变化的方向一致。这显然不是稳定的，因为输出电压的变化不能消除，而是扩大了变化趋势。 显然，没有人会在线性稳压器件中使用正反馈，但如果出现180°负反馈成为正反馈。
相位偏移（PHASE SHIFT） 相位偏移是反馈信号通过整个电路后相位转换的总和（相对起点）。网络分析仪通常用于相位移（程度表示）（network analyzer）测量。理想的负反馈信号与源信号相位差为180°(如图8所示)，-180°。图7中可以看到这180°偏置。也就是波型差半周。 从-180可以看出°开始，增加180°相移会使信号相位回到零度。这使得反馈信号与源信号相同，并使电路不稳定。
相位裕度（PHASE MARGIN） 相位裕度定义为0dB反馈信号总相位偏移-180°差异。一个稳定的回路通常需要20°相位裕度。 波特图中的零、极点计算可以获得相位偏移和相位裕度。
极点（POLES） 极点(如图9所示)是增益曲线的中斜度-20dB/频程十倍的点。每加一个极点，斜度增加20dB/十倍频程。增加n个极点，n×（－20dB/十倍频程)。 每个极点表示的相位偏移与频率相关，从0到90相移°(增加极点就增加相移)。最重要的是，几乎所有由极点(或零点)引起的相移都在十倍频率范围内。 注:极点只能增加-90°所以至少需要两个极点到达-180°(不稳定点)。
零点（ZEROS） 零点(如图10所示)增益曲线的斜度为+20dB/十倍频程点。 零点产生的相移为0到+90°，曲线上有+45°转角。最重要的是零点是反极点，它在增益和相位上的效果与极点正好相反。 这就是为什么要在那里LDO在稳压器回路中加零点的原因：它能抵消极点的效果。
波特图分析 波特图(如图11)将用于分析增益和相位裕度，包括三个极点和一个零点。 假设直流增长为80dB，第一个极点发生在100Hz在这个频率下，增益曲线的斜度变为-20dB/十倍频程。 1kHz零点使斜度变为0dB/十倍频程，到10kHz再次成为-20dB/十倍频程。 在100kHz处的第三个也是最后一个极点将增益斜度最终变为－40dB/十倍频程。 也可以从图中看到单位增益点(0)dB）交点频率是1MHz。0dB频率通常称为回路带宽（loop bandwidth）。 相位偏移图表示零和极点的不同分布对反馈信号的影响。为了生成此图，相位偏移的总和应根据分布的零极点计算。在任何频率（f）上的极点相移，可以通过下式计算获得： 极点相移＝ －arctan(f/fp) 在任意频率（f）通过下面的计算可以获得上零点相移： 零点相移＝ －arctan(f/fz) 这个回路稳定吗？为了回答这个问题，我们只需要知道0dB时间相移(是1MHz）。根本不需要复杂的计算。 前两个极点和第一个零点的分布使相位从-180°变到＋90°，最终导致网络相位转变到－90°。最后一个极点出现在十倍频程中dB点。使用零点相移公式，该极点产生了－84°的相移（在1MHz时间)。加上原来的-90°所有相移都是-174°也就是说，相位裕度是6°）。回路可能会引起振荡。
NPN 稳压器导管（见图1）的连接方式为共集电极。所有共集电极电路的一个重要特征是低输出阻抗。这意味着电源范围内的极出现在电路增益曲线的高频部分。 由于NPN稳压器没有固有的低频极点，因此使用了一种称为主极点补偿（dominant pole compensation）技术。此时，在IC在环路增益的低频端(如图12所示)内部集成了一个电容器。 NPN稳压器的主极点（P1)一般设置在1000Hz处。100Hz增长将减少到-20dB/10倍频率直到3MHz第二个极点（P2）。在P2.增益曲线的斜率增加-20dB/十倍频程。 P2点的频率主要取决于NPN功率管及相关驱动电路有时称此为功率极点（power pole）。因为P2点，回路增长-10dB到处都是，这意味着0dB频率处（1MHz）相位偏移会很小。 为了确定稳定性，只需计算0dB频率相位裕度： 第一个极点（P1）会产生－90°相位偏移，但第二个极点（P只增加了-18°相位偏移(1MHz处)。也就是说0dB点的相位偏移-108°，相位裕度为72°(非常稳定)。 值得注意的是，电路显然是稳定的。电路需要两个极点才能达到-180°相位偏移(不稳定点)P2分布在高频位置，0dB相位偏移是小了。
LDO稳压器中的PNP导通管的接法为共射方式（common emitter）。它相对共集电极方式有更高的输出阻抗。由于负载阻抗和输出容抗的影响在低频程处会出现低频极点（low－frequency pole）。此极点（称为负载极点（load pole）用Pl表示）的频率由下式获得： F(Pl) ＝1/(2π×Rload×Cout) 从此式可知，不能通过简单的添加主极点的方式实现补偿。为了解释为什么会这样，先假设一个5V/50mA的LDO稳压器有下面的条件： 在最大负载电流时，负载极点（Pl）出现的频率为： Pl＝1/(2π×Rload×Cout)＝1/(2π×100×10-5)＝160Hz 假设内部的补偿在1kHz处添加了一个极点。由于PNP功率管和驱动电路的存在，在500kHz处会出现一个功率极点（Ppwr）。 假设直流增益为80dB。Rl ＝100Ω（在最大负载电流时的值），Cout＝10uF。 使用上面的条件可以画出相应的波特图（如图13）。 马上就可以看出回路是不稳定的：极点PL和P1每个都会产生－90°的相移。在0dB处（此例为40kHz），相移达到了－180°为了减少负相移（阻止振荡），在回路中必须要添加一个零点。一个零点可以产生＋90°的相移，它会抵消两个低频极点的部分影响。 基本上所有的LDO稳压器都需要在回路中添加这个零点。该零点一般是通过输出电容的一个特性：等效串联电阻（ESR）获得的。
等效串联电阻（ESR）是每个电容共有的特性。可以将电容表示为电阻与电容的串联（如图14）。 输出电容的ESR在回路增益中产生一个零点，可以用来减少负相移。零点出现的频率值与ESR和输出电容值直接相关： Fzero＝ 1/(2π×Cout×ESR) 使用上一节的例子（图13显示的波特图），我们假设输出电容值Cout＝10uF而且输出电容的ESR＝1Ω。则零点发生在16kHz。 图15显示了添加此零点如何使不稳定系统变为稳定系统： 回路的带宽增加了所以0dB的交点频率从30kHz移到了100kHz。到100kHz处该零点总共增加了＋81°相移。也就是减少了PL和P1造成的负相移。 因为极点Ppwr处在500kHz，在100kHz处它仅增加了－11°的相移。累积所有的零、极点，0dB处的总相移现在为－110°。也就是有＋70°的相位裕度，系统非常稳定。 这也就解释了具有正确ESR值的输出电容是可以产生零点来稳定LDO系统的。
通常所有的LDO都会要求其输出电容的ESR在一定范围之内以保证稳压器的稳定性。LDO制造商会提高一系列由输出电容ESR和负载电流组成的定义稳定范围的曲线，如图16所示： 要解释为什么有这些范围存在，我们会使用前面提到的例子来说明ESR的高低对相位裕度的影响。
高ESR 同样使用上一节提到的例子，我们将假设10uF输出电容的ESR增加为20Ω。这将使零点的频率降低到800Hz（如图17）。降低零点的频率就会使回路的带宽增加，使它的0dB的交点频率从100kHz变到2MHz。 带宽的增加意味着极点Ppwr会出现在带宽内（对比图15）。分析图17曲线的相位裕度，可以发现如果同时拿掉该零点和P1或PL中的一个极点，对曲线的形状影响很小。也就是说该回路由发生－90°相移的低频极点和发生－76°相移的高频极点Ppwr共同影响。 尽管还有14°的相位裕度（可能稳定）。但很多测试数据显示，当ESR＞10Ω时由于其它的高频极点的分布（在此简单模型中未表示）很可能会引入不稳定性。
低ESR 具有很低的ESR的输出电容由于一些不同的原因也会产生振荡。继续用上一节的例子，我们把10uF输出电容的ESR降低到50mΩ，则零点的频率会变到320kHz（如图18）。 不用计算也能知道系统是不稳定的。两个极点P1和PL在0dB处共产生了－180°的相移。因为本系统如果想稳定，则零点应该在0dB点之前提供正相移。然而，因为零点在320kHz处，已经在系统带宽之外了，所以没有起到补偿作用。
因为输出电容是用来补偿LDO稳压器的，所以选择时必须仔细。基本上所有的LDO应用中引起的振荡都是因为输出电容的ESR过高或过低。 当选择LDO的输出电容时，钽电容通常是最好的选择（除了一些专门设计使用陶瓷电容的LDO，例如：LP2985）。测试一个AVX的4.7uF的钽电容可知它在25℃时ESR为1.3Ω，该值处在稳定范围的中心（如图16）。 另一点非常重要，AVX电容的ESR在－40℃到＋125℃温度范围内的变化小于2:1。铝电解电容在低温时的ESR会变大很多，所以不适合作LDO的输出电容。 必须注意大的陶瓷电容（≥1uF）通常会用很低的ESR（＜20mΩ），这几乎会使所有的LDO稳压器产生振荡（除了LP2985）。如果使用陶瓷电容就要串联电阻以增加ESR。大的陶瓷电容的温度特性很差（通常是Z5U的），也就是说在工作范围内的温度的上升和下降会使容值成倍的变化。
在考虑准LDO稳压器（如图3）的稳定性和补偿的问题时，我们会考虑到它兼有LDO和NPN稳压器的特性。因为准LDO稳压器利用NPN导通管，它的共集电极组合也就使它的输出极（射极）看上去有相对低的阻抗。 然而，由于NPN的基极是由高阻抗PNP电流源驱动的，所以准LDO的输出阻抗不会达到使用NPN达林顿管的NPN稳压器的输出阻抗那样低。（但是它比真正的LDO的输出阻抗要低）。 也就是说准LDO的功率极点的频率比NPN稳压器的低，因此准LDO也需要一些补偿以达到稳定。当然了这个功率极点的频率要比LDO稳压器的频率高很多，因此准LDO需要更小的电容而且对ESR的要求也不很苛刻。 例如，准LDO LM1085可以输出高达3A的负载电流却只需10uF的钽输出电容来确保稳定性。而且并未提供ESR图，因为在此LDO应用中对电容的ESR要求很宽松。
国半确实有像LP2985和LP2989这样要求输出电容使用像表明贴装陶瓷电容一样具有超低ESR的电容。这种电容的ESR可以低到5-10mΩ。这样小的ESR会使典型的LDO稳压器引起振荡。（如图18）。 为了使LP2985在使用如此低的ESR时仍能够稳定工作，国半已经在芯片内部通过放置钽输出电容来补偿了零点。这样做是为了将可稳定的ESR的上限范围下降。未在内部添加零点的典型LDO的可稳定的ESR的范围一般为100mΩ到5Ω（只适合使用钽电容并不适合使用陶瓷电容）。LP2985的稳定范围是3Ω到500mΩ因此它可以使用陶瓷电容。 要弄清稳定范围上限下降的原因请参考图15。正如以上所提到的，此零点被集成在LDO的内部。因此外部电容产生的零点必须处在足够高的频率，这样就不能使带宽很宽。否则，高频极点会产生很大的相移从而导致振荡。
LDO稳压器可以使用P-FET作为导通管（如图19）。为了明白使用P-FET LDO的好处，必须先注意到在PNP LDO（如图2）中要驱动PNP功率管就需要基极电流。基极电流由地脚流出并反馈回输入电压的负端。因此，这些基极驱动电流并未用来驱动负载。它在LDO稳压器中耗损的功耗由下式计算： PWR（BaseDrive）＝Vin×Ibase 需要驱动PNP管的基极电流等于负载电流除以β值（PNP管的增益）。在一些PNP LDO稳压器中该β值一般为15-20（与负载电流相关）。由此基极驱动电流产生的功耗可不是我们期望的（尤其是在电池供电应用中）。使用P-FET可以解决这个问题，因为它的栅极驱动电流很小。 P-FET LDO另一个好处是通过调整FET的导通阻抗可以将稳压器的跌落电压作的很小。对于集成的稳压器而言，在单位面积上制造的FET的导通阻抗会比PNP三极管的导通阻抗低。这就可以在更小封装下产生更大的电流。
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