最近，LLC拓扑以其高效、高功率密度受到大多数电力设计工程师的青睐，但这种软开关拓扑MOSFET但要求超过了以往任何一种硬开关拓扑。特别是在电源启动、动态负载、过载、短路等情况下。CoolMOS 快速恢复体二极管，低Qg 和Coss能够完全满足这些需求并大大提升电源系统的可靠性。
长期以来，提高电源系统的功率密度、效率和可靠性一直是研发人员面临的一个重要问题。提高电源的开关频率是方法之一，但频率的提高会影响电源设备的开关损耗，使硬开关拓扑的效果不是很明显，硬开关拓扑已经达到了其设计瓶颈。此时，软开关拓扑，如LLC拓扑以其独特的特点受到设计工程师的追捧。… 这种拓扑对功率器件提出了新的要求。
LLC 拓扑的以下特点使其广泛应用于各种开关电源：
1. LLC 转换器可在宽负载范围内实现零电压开关。
2. 可以在输入电压和负载变化较大的情况下调整输出，开关频率变化较小。
3. 采用频率控制，上下管占50%.
4. 减少次级同步整流MOSFET可采用较低的电压应力MOSFET从而降低成本。
5. 可进一步降低系统成本，无需输出电感。
6. 采用低压同步整流MOSFET,可进一步提高效率。
图1和图2分别给出LLC谐振变换器的典型线路和工作波形。如图1所示LLC转换器包括两个功率MOSFET（Q1和Q2)其占空比为0.5;谐振电容Cr,中心抽头变压器副边匝数相等Tr,等效电感Lr,励磁电感Lm,全波整流二极管D1和D二、输出电容Co。
图1 LLC典型的线路谐振变换器
图2 LLC谐振变换器的工作波形
而LLC谐振频率有两个，Cr,Lr 决定谐振频率fr1; 而Lm,Lr,Cr决定谐振频率fr2。
当负载增加时， 系统的负载变化会导致系统工作频率的变化，MOSFET当负载减小时，开关频率降低。
LLC变换器的稳态工作原理如下。
1）〔t1,t2〕
Q1关断，Q2开通，电感Lr和Cr谐振，次级D1关断，D二极管开启D输出电压约为1倍，此时能量从Cr,Lr转换为次级Q2关断。
2）〔t2,t3〕
Q1和Q2同时关闭，此时处于死区时间，此时电感Lr,Lm电流给Q2的输出电容充电，给Q输出电容放电直到1Q2输出电容的电压等于Vin.
次级D1和D2关断 Vd1=Vd2=0,当Q相位开启时结束。
3）〔t3,t4〕
Q1导通，Q2关断。D1导通，D2关断，此时Vd2=2Vout
Cr和Lr谐振在fr1,此时Ls的电流通过Q1返回到Vin,直到Lr电流以零相位结束。
4）〔t4,t5〕
Q1导通，Q2关断，D1导通，D2关断，Vd2=2Vout
Cr和Lr谐振在fr1,Lr电流反向通过Q流回功率地。能量从输入到次级，直到Q1关闭相位结束
5）〔t5,t6）
Q1,Q2同时关断，D1,D关闭，原边电流I（Lr Lm）给Q1的Coss充电，给Coss2放电，直到Q2的Coss电压为零Q二极管开始导通。Q相位开启时结束。
6）〔t6,t7〕
Q1关断，Q2导通，D1关断，D2 开通，Cr和Ls谐振在频率fr1,Lr 电流经Q2回到地。当Lr电流以零时相位结束。
以上描述都是LLC我们将在谐振模式下工作LLC在启动、短路、短路和动态负载下工作。
通过LLC 模拟我们得到如图3所示的波形。在启动的第一个开关周期中，上下管将同时出现短暂的峰值电流Ids1 和Ids2. 由于MOSFET Q打开时会给下管Q2的输出电容Coss充电，当Vds高电平时充电结束。峰值电流Ids1和Ids2也正是由于Vin通过MOSFET Q1 给Q2 结电容Coss产生充电。
图3 LLC 仿真波形
当我们把重点放在第二个开关周期时，如图4所示。我们发现在这个时候会有类似于第一个开关周期的尖峰电流，峰值会更高。MOSFET Q2 Vds还有一个很高dv/dt峰值电压。那么这个峰值电流还在吗？Coss引起的呢？ 我们来做进一步的研究。
图4 第二开关周期波形图
对MOSFET对结构有一定了解的工程师都知道，MOSFET不同于IGBT,在MOSFET事实上，有一个个体二极管寄生在内部。与普通二极管一样，在截止日期需要中和载流子才能反向恢复。只有在二极管两端加上反向电压，反向恢复所需的能量和二极管的电荷才能快速完成Qrr相关的，体二极管的反向恢复也需要在体二极管两端增加反向电压。启动时在二极管两端增加的电压Vd=Id2 x Ron. 而Id二极管在启动时几乎为零Vd反向恢复需要很长时间。如果死区时间不够，如图5所示高dv/dt会直接触发MOSFET内的BJT从而击穿MOSFET。
图5
通过实际测试，我们可以重复类似的波形，第二个开关周期产生远高于第一个开关周期的峰值电流MOSFET在启机的时dv/dt高118.4V/ns. 而Vds电压超过600V的最大值。MOSFET启动时有风险。
图6
下面我们继续分析在负载剧烈变化时，对LLC拓扑来说存在那些潜在的风险。
在负载剧烈变化时，如短路，动态负载等状态时，LLC电路的关键器件MOSFET同样也面临着挑战。
通常负载变化时LLC 都会经历以下3个状态。我们称之为硬关断， 而右图中我们可以比较在这3个时序当中，传统MOSFET和CoolMOS内部载流子变化的不同， 以及对MOSFET带来的风险。
时序1, Q2零电压开通，反向电流经过MOSFET和体二极管， 此时次级二极管D2开通，D1关段。
-传统MOSFET此时电子电流经沟道区，从而减少空穴数量
-CoolMOS此时同传统MOSFET一样电子电流经沟道，穴减少，不同的是此时CoolMOS 的P井结构开始建立。
时序2, Q1和Q2同时关断，反向电流经过MOSFETQ2体二极管。
Q1和Q2关断时对于传统MOSFET和CoolMOS来说内部电子和空穴路径和流向并没有太大的区别。
时序3, Q1此时开始导通，由于负载的变化， 此时MOSFET Q2的体二极管需要很长的时间来反向恢复。当二极管反向恢复没有完成时MOSFET Q2出现硬关断， 此时Q1开通，加在Q2体二极管上的电压会在二极管形成一个大电流从而触发MOSFET内部的BJT造成雪崩。
-传统MOSFET此时载流子抽出，此时电子聚集在PN节周围， 空穴电流拥堵在PN节边缘。
-CoolMOS的电子电流和空穴电流各行其道， 此时空穴电流在已建立好的P井结构中流动，并无电子拥堵现象。
综上， 当LLC电路出现过载，短路，动态负载等条件下， 一旦二极管在死区时间不能及时反向恢复， 产生的巨大的复合电流会触发MOSFET内部的BJT使MOSFET失效。
有的 CoolMOS采用Super Juction结构， 这种结构在MOSFET硬关断的状态下， 载流子会沿垂直构建的P井中复合， 基本上没有侧向电流， 大大减少触发BJT的机会。
通过以上的分析，可以看到增加MOSFET的死区时间，可以提供足够的二极管反向恢复时间同时降低高dv/dt, di/dt 对LLC电路造成的风险。但是增加死区时间是唯一的选择么？下面我们进一步分析如何够降低风险提升系统效率。
图7
对于LLC 电路来说死区时间的初始电流为
而LLC能够实现ZVS必须满足
而最小励磁电感为
根据以上3个等式，我们可以通过以下三种方式让LLC实现ZVS.
第一， 增加Ipk.
第二， 增加死区时间。
第三， 减小等效电容Ceq即Coss.
从以上几种状况，我们不难分析出。增加Ipk会增加电感尺寸以及成本，增加死区时间会降低正常工作时的电压，而最好的选择无疑是减小Coss,因为减小无须对电路做任何调整，只需要换上一个Coss相对较小MOSFET即可。
小结
LLC 拓扑广泛的应用于各种开关电源当中，而这种拓扑在提升效率的同时也对MOSFET提出了新的要求。不同于硬开关拓扑，软开关LLC谐振拓扑，不仅仅对MOSFET的导通电阻（导通损耗），Qg（开关损耗）有要求，同时对于如何能够有效的实现软开关，如何降低失效率，提升系统可靠性，降低系统的成本有更高的要求。CoolMOS，具有快速的体二极管，低Coss,有的可高达650V的击穿电压，使LLC拓扑开关电源具有更高的效率和可靠性。