前期内容：
电源电路的基本部件(1)电阻
从上图可以看出，电容主要用于电源系统中的开关电源电路：
1、输入电容Cin
2、输出电容Cout
3、自举电容CBST
4.电容控制器本身的一些储能和稳压CVCC
5.开关控制器的配置Css
6.环路特性设计Ccomp
7、去耦
电源通常是我们在电路设计过程中最容易被忽视的环节。事实上，电源设计作为一种优秀的设计，应该非常重要，这在很大程度上影响了整个系统的性能和成本。
在这里，我们只介绍电路板电源设计中电容器的使用情况。这往往是电源设计中最容易被忽视的地方。很多人从事ARM，搞DSP，搞FPGA，乍一看，它似乎很先进，但它可能无法为其系统提供一个低成本和可靠的电源解决方案。特别是目前进口芯片供应困难，价格高。我们需要使用一些国内芯片来设计电源。JWH以6346为例，说明电容器在开关电源设计中的应用。
计算输入电容纹波电流的有效值
相信很多人都知道Buck在连续工作模式下，可以用以下公式计算输入电容纹波电流的有效值：
然而，我相信很多人不一定知道上述计算公式是如何推导出来的。这个过程将在下面完成。我没有充分描述华为内部的培训材料如何提炼电源。许多朋友通过这些材料和我讨论过这个问题。
众所周知，在BuckConverter电路中Q1的电流（IQ1）波形基本如图1所示：0～DTs一半梯形，DTs～Ts期间为零DT期间Iq1 ⊿I足够小时(不考虑输出电流纹波的影响)Iq1波形近似高Io、宽为DTs矩形有:
图1
Iin=(Vo/Vin)*Io＝DIo （Iin，只要Cin能量足够大，整个周期基本恒定；能量守恒定律：Pin≈Pout）
Icin＝Iq1-Iin
对Icin 的表达式可以这样理解：在Q输入电容和输入电容在导通期间共同向输出端提供电流Q1电流减去输入端电流Q输入端对电容器在关闭期间进行充电Q导通过程中泄漏的电荷与定义的正向相反，因此存在Icin＝－DIo根据有效值的定义.
输入电容的纹波电流不难获得有效值Icin.rms计算公式：
有效值定义：有效值(Effectivevalue)直流电流和交流电流分别通过相同的电阻。经过一个交流周期后，如果电阻消耗的电能相等，则直流电流（电压）的大小作为交流电流（电压）的有效值，正弦电流（电压）的有效值等于其最大值（振幅值）的1/√2，约0.707倍。
根据正弦交流电流中的热等效原理，将电流和电压的有效值定义为一个周期内的方均根值。
开关电源的输入电容纹波过大，有什么危害？
Buck电路开关电源的输入电容应该选择多少？
根据以上两个详细的理解，我们可以看到电压变化值与电容之间的关系。
按照JWH6346设备数据直接给出输入电容的计算公式，我们可以看到符合我们的推导过程。
输入电容器用于向降压转换器提供交流输入电流，并保持直流输入电压。通过以下公式计算输入电容器的纹波电流：
其中IOUT是负载电流，Vout输出电压，Vin是输入电压。因此，输入电容器在确定输入纹波电压时，可以通过以下等式计算。
电容上本身的ESL它不大，但通常会因为输入电容较远或地线较远而引入较大的输入电容ESL在输入端引起较大的峰值，导致芯片供电异常或芯片MOSFET过压击穿。
所以输入电容器PCB布置时，需要靠近输入端的两个管脚。
1、 设置开关工作频率：f=60kHz，输出电流Io=1A；根据变压器，实际上输入输出电压的最大比例Dmax=0.457；
2、 计算Toff、Ton：
Toff=1/f*(1-Dmax)=9.05 Ton=1/f*Dmax=7.62
3. 计算输出峰值电流：
输出电容量按输出波形计算：
由上图波形可知：Io减少、Uo也就是说，输出电解电容器主要维护t1到t2时间段电压。输出纹波为120mV则：
5、 纹波电流，一般取输出电流的5%～20%，即Inppl=20%*1=0.2A每个电解电容的实际纹波电流为0.2A，因此，满足设计要求。
6、 实际最大值
7、 经验公式
注：ESR值取决于实际纹波电流的大小，实际使用值远小于计算值；最大值约为20%或更小。
输出电容器需要维持直流输出电压，电容值决定输出纹波电压。输出电压纹波可通过以下公式计算：
后续我们将详细推导公式。
关于Buck如何计算电源输出电容的容值？
自举电容，内部高端MOS需要高出IC的VCC通过自举电路升压获得电压比VCC高电压，否则，高端MOS无法驱动。
自举是指开关电源MOS由管道和电容器组成的升压电路通过电源给电容器充电，其电压高于VCC。为了防止升降，最简单的自举电路由电容组成高后的电压回灌到原始的输入电压，会加一个Diode.自举的好处在于利用电容两端电压不能突变的特性来升高电压。举个例子来说，如果MOS的Drink极电压为12V，Source极电压原为0V，Gate极驱动电压也为12V，那么当MOS在导通瞬间，Soure极电压会升高为Drink减压减去一个很小的导通压降，那么Vgs电压会接近于0V，MOS在导通瞬间后又会关断，再导通，再关断……。如此下去，长时间在MOS的Drink极与Source间通过的是一个N倍于工作频率的高频脉冲，这样的脉冲尖峰在MOS上会产生过大的电压应力，很快MOS管会被损坏。如果在MOS的Gate与Source间接入一个小电容，在MOS未导通时给电容充电，在MOS导通，Source电压升高后，自动将Gate极电压升高，便可使MOS保持继续导通。
需要自举电容器为顶部开关驱动器提供电压。建议将0.1μF低ESR陶瓷电容器连接至BST引脚和SW引脚。PCB布放尽量靠近控制器，走线尽量粗短。
控制器本身内容就是数字电路+模拟电路。在内部实现稳压源，有些需要外部接电容，进行稳压。
JWH6346中设计了软启动，防止保护启动过程中过冲、短路保护恢复时间，软启动时间可通过连接在SS引脚和AGND之间的电容器Css进行调整。芯片启动时，一个10uA的电流源给SS电容器充电。软启动时间tSS可通过以下等式计算。
在环路补偿网络设计中，会运用电阻、电容形成运放的周边，实现若干个极点和零点，从而改变反馈环路的波特图特性。此处不做展开
详细内容：
用示波器也可以测试“电源环路稳定性”
环路补偿
电源环路稳定性评价方法
在高速时钟电路中，尤其要注意元件的RF去耦问题。究其原因，主要是因为元件会把一部分能量耦合到电源、地系统之中。这些能量以共模或差模RF的形式传播到其他部件中。陶瓷片电容需要比时钟电路要求的自激频率更大的频率，这样可选择一个自激频率在10～30 MHz，边沿速率是2 ns或者更小的电容。同理可知，由于许多PCB的自激范围是200～400 MHz，当把PCB结构看做一个大电容时，可以选用适当的去耦电容，增强EMI的抑制。我们知道由于引线中不可避免存在较小电感，表面安装元件具有更高的（大约两个数量级）自激频率。
铝电解电容不适用于高频去耦，主要用于电源或电力系统的滤波。
由实际经验可知，选择不同去耦电容的依据，通常是根据时钟或处理器的第一谐波来选择。但是，电源电流是由3次或5次谐波产生的，此时就应该考虑这些谐波，采用较大的分立电容去耦。在达到200～300 MHz以上频率的电流工作状态后，0.1μF与0.01μF并联的去耦电容由于感性太强，转换速度缓慢，不能提供满足需要的充电电流。
在PCB上放置元件时，必须提供对高频RF的去耦。必须确保所选去耦电容能满足可能的要求。考虑自激频率的时候需要考虑对重要谐波的抑制，一般考虑到时钟的5次谐波。以上这些要点对高速时钟电路尤为重要。
对去耦电容容抗的计算是选择去耦电容的基础，表示为
其中，Xc是容抗（Ω）；f是谐振频率（Hz）；C为电容大小。
选择去耦电容的关键是计算所用电容的容值大小，这里向大家介绍常在高速电路里使用的波形法。
如图1所示，逻辑状态由0转换到1，实际的时钟边沿速率发生了变化。虽然切换位置仍然保持不变，但t1、t2，已改变，这是因为电容充、放电使信号边沿变化变缓的原因。
利用表的公式可以计算图1中的时钟边沿变化率。在设计时要注意的是，必须确保最慢的边沿变化率不会影响其工作性能。
傅里叶分析可以从时域到频域对信号进行分析。在射频（RF）频谱分布中，射频能量随频率下降而减少，从而改善了电磁干扰（EMI）的性能。
在计算去耦电容之前，需要先画出戴维宁等效电路。总的阻抗值等于电路中两个电阻的并联。假定图2所示的戴维宁等效电路中，ZＳ＝150Ω，ZL＝1.0 kΩ，那么
图2 戴维宁等效电路
方法一：在已知时钟信号的边沿速率时，用式（5－9）来计算。
其中，当信号的边沿速率tr，单位为ns时，电容最大值Cmax，单位为nF；当tr，单位为ps时，Cmax，单位为pF；R1为网络的总电阻，单位为Ω。 由式（5－9）可知，必须选择适当的电容，使当tr＝3.3RC时满足信号上升/下降沿的需要。选择不当会引起基线漂移。这里的基线就是判断逻辑1或0的稳态电平。3.3是时间常数，其3倍等于一个上升时间。 例：（1）如果设计信号的边沿速率为10 ns，电路等效阻抗为130Ω，计算最大电容值为
（2）某信号上、下沿均为8.33ns：频率为80MHz；R为典型的TTL巴参数33Ω；则tr＝tf＝3.3 ns（为上、下沿的1/4）。计算最大电容值为
方法二：首先决定所要滤除的最高频率，然后用式（5－10）获得在最小信号畸变情况下的最大电容值。
例：在Rt＝130Ω的情况下，滤除一个50MHz的信号，在忽略源内阻Zc时，求Cmin。
在使用去耦旁路电容时，需要考虑以下几点：
· 使电容的引线最短，线路电感最小。
· 选择适合的额定电压和介电常数的电容。
· 如果边沿速率的畸变容许3倍于C的大小，应使用大一级的电容标称值。
· 电容安装好后，必须检查是否工作正常。
· 太大的电容会导致信号的过大畸变。
在电子电路中，去耦电容和旁路电容都是起到抗干扰的作用，电容所处的位置不同，称呼就不一样了。对于同一个电路来说，旁路（bypass）电容是把输入信号中的高频噪声作为滤除对象，把前级携带的高频杂波滤除，而去耦（decoupling）电容也称退耦电容，是把输出信号的干扰作为滤除对象。
旁路防止其他器件通过输入信号干扰本器件，去耦电容是防止本器件干扰其他器件。
去耦电容用在放大电路中不需要交流的地方，用来消除自激，使放大器稳定工作。从电路来说，总是存在驱动的源和被驱动的负载。如果负载电容比较大，驱动电路要把电容充电、放电，才能完成信号的跳变，在上升沿比较陡峭的时候，电流比较大，这样驱动的电流就会吸收很大的电源电流，由于电路中的电感，电阻（特别是芯片管脚上的电感，会产生反弹），这种电流相对于正常情况来说实际上就是一种噪声，会影响前级的正常工作，这就是耦合。
去耦电容就是起到一个电池的作用，满足驱动电路电流的变化，避免相互间的耦合干扰。
去耦和旁路都可以看作滤波。去耦电容相当于电池，避免由于电流的突变而使电压下降，相当于滤纹波。具体容值可以根据电流的大小、期望的纹波大小、作用时间的大小来计算。去耦电容一般都很大，对更高频率的噪声，基本无效。旁路电容就是针对高频来的，也就是利用了电容的频率阻抗特性。电容一般都可以看成一个RLC串联模型。在某个频率，会发生谐振，此时电容的阻抗就等于其ESR。如果看电容的频率阻抗曲线图，就会发现一般都是一个V形的曲线。具体曲线与电容的介质有关，所以选择旁路电容还要考虑电容的介质，一个比较保险的方法就是多并几个电容。
相关作用
去耦电容在集成电路电源和地之间的有两个作用：一方面是本集成电路的蓄能电容，另一方面旁路掉该器件的高频噪声。数字电路中典型的去耦电容值是0.1μF。这个电容的分布电感的典型值是5μH。0.1μF的去耦电容有5μH的分布电感，它的并行共振频率大约在7MHz左右，也就是说，对于10MHz以下的噪声有较好的去耦效果，对40MHz以上的噪声几乎不起作用。1μF、10μF的电容，并行共振频率在20MHz以上，去除高频噪声的效果要好一些。每10片左右集成电路要加一片充放电电容，或1个蓄能电容，可选10μF左右。最好不用电解电容，电解电容是两层薄膜卷起来的，这种卷起来的结构在高频时表现为电感。要使用钽电容或聚碳酸酯电容。去耦电容的选用并不严格，可按C=1/F，即10MHz取0.1μF，100MHz取0.01μF。