实现电源直流稳压输出的基本方法包括线性稳压电源LDO和开关稳压电源SMPS。LDO稳压通过在内部三极管中消耗部分能量，SMPS在储能元件(如电感)中储存部分能量，然后间接释放稳压。

最基本的三类开关拓扑是Buck、Boost、Inverting Buck-Boost。可以通过伏秒平衡为了计算各种拓扑的输入输出电压关系，伏秒平衡描述了电感间隔存储和释放能量并处于动态平衡状态的状态。表现在电路中电感电流有纹波，纹波与电感值、频率、空比和输入电压有关。

将基本开关拓扑结合起来，可以形成新的拓扑，这是常见的Cuk、Sepic电路。Cuk、Sepic拓扑的共同特点是电路中有一个储能电容，储能电容可以隔离输入输出。对比两者，Cuk输入输出反极性，Sepic输入输出正极性。

最基本的原边拓扑结构有正激式与反激式。正激电路的缺点是变压器不能自然磁复位，推拉式和双管正激电路可以解决这个问题。

对于推挽电路，相当于两个正激电路的交替工作，两个开关的比例不能高于0.5.但是电感电流的比例可以接近1。推拉电路的优点是两个开关管共用，驱动方便，变压器不需要专门复位电路。缺点是开关管承受两倍的电源电压，变压器需要四个绕组和两个抽头。

双管正引入两个二极管反接变压器，形成变压器磁复位电路。由于变压器的复位电压为电源电压，开关管的比例小于0.5.将能量反馈给电源。双管电路的优点是开关管承受电压小。缺点是高端开关管需要高端侧驱动。

电流反馈推拉电路可以理解为将副绕组的滤波电感放置在原始边缘。由于原始边缘有电感，因此很容易限制输入端的短路电流和峰值电流。由于副侧不能放置电感，只需要一个原始边缘电感，输出阻抗小，便于负载调整率和多路交叉调整率。

可以发现，隔离电源拓扑正常工作的前提是变压器可以磁复位。变压器磁通复位理解变压器中的能量需要定期释放，即开关管断开后，励磁电流应有续流回路。基于这一理解，分析正向拓扑。当开关管导通时，电流通过励磁电感；开关管关闭后，副侧二极管反向励磁电流无法继续。对于不能通过电路模式自然复位的拓扑，系统有两种复位方法：一种是辅助绕组复位、另一种是RCD钳位电路复位。

首先介绍辅助绕组的复位。辅助绕组电路二极管在开关管引导阶段的反向偏差截止日期。开关管关闭后，励磁电流通过辅助绕组连续流，辅助绕组上感应到的电流反馈给电源。这种复位方法的优点是复位磁能可以返回电源，缺点是变压器成本增加。由于复位电压等于励磁电压，开关管的比例小于0.5。

RCD钳位电路复位的原理是：开关管导通阶段复位电路不工作。开关管关闭后，励磁电流通过二极管向电容器充电，变压器中的磁能转移到电容器中，然后通过电阻消耗。由于复位电压为电容电压，根据励磁电感的伏秒平衡，电容（复位）电压可以随空比变化，以确保复位成功，本页不限制开关管的空比。此外，由于电容器的钳位，开关管的电压也可以被钳位。

理论上，反激电路可以通过副边输出电压复位，但变压器实际上有泄漏感，也需要释放泄漏磁电流，否则会导致开关过程中的电压峰值。这种情况存在于大多数隔离拓扑中，也通过RCD吸收电路复位。

原边缘绕组的电源由市政电力整流后提供。对于无控制的整流电路，由于整流管只能在输入电压大于输出电压时引导，因此整流管的输出电流为脉冲，导致输入电流不是正弦，非线性设备引起的波形失真会给电网带来谐波问题。输出电容越大，输出电压越稳定，电流脉冲越窄，THD此外，在相同的负载功率下，脉冲越窄，电流峰值越大，电路损耗也会增加。

针对这一问题，采用开关电源技术切断不控整流输出，使输出电流跟随正弦半波，使电网电流正弦。开关拓扑应该用什么？？由于整流电路输入电压大小在0~Vm输出应稳定在直流之间，因此需要采用升压电路结构，如Boost，这种技术叫做校正功率因数(PFC)。

PFC有三种模式：CCM、DCM、CRM。CCM模式固定频率fs，改变占空比D，由于正弦电压实时控制电感电流平均值，Boost输入电压为正弦半波，空比需要根据当前输入电压实时变化，以控制复杂性。由于需要实时跟踪，电感值较大，以实现较小的电流纹波。

DCM模式固定频率fs和导通时间Ton，由于导电时间固定，根据电感的电压电流关系，电感电流与电感电压成比例自动升高，然后降至零，以确保电感电流的平均值与电压成比例。由于不需要实时跟踪，电感值较小，但电流纹波较大

CRM模式是固定导通时间Ton，但当电感电流电流下降到零时，下一次开始导通，即开关频率不固定。

以上介绍了原边缘电路的不同拓扑。事实上，副边整流电路有不同的选择，主要有三种应用拓扑：全波、全桥、双流整流电路。

全波电路副边绕组需要中心抽头，绕组设计复杂。由于分时导通，副边绕组利用率低，但由于电位静点和共模噪声低，整流管只有两根，每根管道承受两倍的电源电压电感电流频率是开关频率两倍。

将全波整流电路经过星-三角对偶变换，可形成倍波整流电路。较全波整流，倍波整流无需中间抽头，绕组利用率高。

全桥电路副边绕组无需中间抽头，绕组利用率高，但电路无电位静点，共模噪声高，整流管需要四个，每个管子承受一倍电源电压。全桥电路电感电流频率与开关频率相同。

在实际应用中，副边电路常常需要多路输出，如果每路带载情况不同，例如当主控输出重载，辅助输出轻载时，会出现一些问题，主要有：

1. 主控回路二极管和杂散参数导致输出电压降低，
2. 辅助回路的电感电流更容易进入断续模式，输出电压上升

这两点原因使得主控输出电压低于辅助输出，使用交叉调整率指标来衡量这种情况。为了提高多路输出电源的交叉调整率，常用的手段是将多路电感进行耦合，存在耦合时，电感电压由两路电流协同产生，致使每一路电流纹波降低，使得轻载路不至于进入DCM状态，提高交叉调整率。

对于开关电源，效率是一个重要指标，电源工程师们会想尽各种手段来降低开关电源损耗。

开关电源中的损耗包括开关器件损耗、二极管损耗、电容损耗、磁性元件损耗(包括铜损与铁损)、PCB寄生参数导致的损耗以及控制回路损耗。其中部分损耗与功率(电流)无关，例如控制回路损耗、磁性元件铁损，部分损耗与功率(电流)成一次方，部分损耗与功率(电流)成二次方，因此绘制出来的开关电源效率曲线通常为抛物线。

本节主要讨论开关器件的损耗问题。开关损耗由通态损耗与开关损耗构成。

通态损耗由开关管通态内阻Rds(on)产生热损耗，降低通态损耗只能改变开关管工艺减小内阻实现。

由于开关的动作不是瞬间完成的，开关暂态动作过程会带来损耗。分为开通损耗与关断损耗，开通损耗主要是由开通时寄生电容被强制短路导致，关断损耗主要由关断时寄生电感强制开路带来的。

开关导通前有部分能量存储在开关管的寄生电容中，开关一导通，电容被短接，能量直接通过开关管释放，消耗在开关管内阻上。开关关断前有部分能量存储在开关管的杂散电感中，开关一关断，电感被开路，能量瞬间通过开关管释放，造成电压尖峰。

降低开关损耗的关键点在于：待开关两端电压过零后开关再导通，可以消除开通损耗；待开关两端电流过零后开关再关断，可以消除关断损耗。具体而言，可以通过外加电感，使其与开关管体电容谐振，电流流过体二极管，实现在开关导通前(开关死区时间)电压降为零，达到零电压开通。

除了关心开关电源的拓扑结构，控制策略也值得阐说。控制的目的是为了提供一个不受干扰的稳定输出。通过引入一个高增益控制系统来实现，从好的一面来说，由于是高增益，故当系统保证稳定时，将迫使误差信号为零，输出电压跟随参考电压。从坏的一面来说，由于是高增益，很小的输入误差信号就会产生很高的输出，系统十分灵敏。因此对于高增益系统，提高控制精度的同时，同样需要保持系统稳定。

控制领域最可怕的问题是系统失稳，系统失稳是指由于被控对象存在固有极点，若在截止频率前系统相位超过180度，由于反馈信号接在控制系统反相端，总相移超过360度，对于系统出现的噪声会正反馈放大，系统最后失去稳定。

针对上述问题，引入了反馈控制，反馈控制是一种常用的保证系统稳定的控制手段，在提供高增益以保证精确输出电压的同时，补偿一定的相位，保证系统的稳定。

控制的好坏通过稳态特性与动态特性来衡量。

稳态特性包括负载调整率和电压调整率。当负载发生变化时，输出电压也会变化，好的电源需要将这种变化降至最低，通过负载调整率指标来衡量，负载调整率实际上反应了电源的内阻抗。电压调整率用于衡量输入电压变化所造成的输出电压偏差比。

动态特性包括过冲(大小、时间)和跌落(大小、时间)。

通过环路分析来判断反馈控制系统的性能好坏，具体步骤如下：

1. 建立主功率电路以及控制系统的小信号模型
2. 构建系统开环传递函数，绘制开环传函伯德图。
3. 进行伯德分析，如果系统的相位裕度控制在45 ~ 60度，增益裕度控制在-6 ~ -12dB，在工程上认为系统稳定。还有另外一种直观的判别方法，若幅值曲线以不大于20dB/十倍频的斜率穿越0dB轴线，然后以-40dB衰减。也就是穿越频率前等效成一个主要极点其作用，穿越频率后等效成两个极点起作用，认为系统稳定。

最基本的环路补偿电路是电阻电容构成的纯模拟网络，工程上有三类基本补偿电路。在此不详细展开。

第Ⅰ类补偿网络为RC单极点补偿网络，设计较小的截止频率，迫使系统强迫稳定。由于Ⅰ类补偿网络会使得系统响应十分缓慢，实际中并不适用，常用于首次调试电路时测试系统静态特性。

第Ⅱ类为双极点单零点补偿网络，适用于电流模式控制电路。

第Ⅲ类为双极点双零点补偿网络，适用于绝大部分场合。