在本文中，我们将通过双脉冲测试极引脚的效果。 驱动源极引脚效果：双脉冲测试比较 为了比较没有驱动源极引脚的情况MOSFET而且有驱动源极引脚MOSFET在实际开关工作中，我们根据右图所示的电路图进行了双脉冲试验，在试验中，使低边（LS）的MOSFET执行开关动作。
高边（HS）MOSFET则通过RG_EXT连接栅极引脚、源极引脚或驱动源极引脚，仅用于体二极管的换流。在电路图中，实线是连接到源极引脚的示意图，虚线是连接到驱动源极引脚的示意图。 让我们分别比较导通和关闭时的泄漏源电压VDS和漏极电流ID波形及开关损耗。最大额定值用于测试（VDSS的波形以及开关损耗。最大额定值用于测试（RDS（on））为 40mΩ的SiC MOSFET。TO-247N包装产品(型号:SCT3040KL）没有驱动源极引脚，TO-247-4L（SCT3040KR）和TO-263-7L（SCT3040KW7）有驱动器源极引脚。这是在RG_EXT为10Ω、施加电压VHVDC为800V、ID为50A波形在左右驱动条件下。 与没有驱动器源极引脚相比，TO-247N与浅蓝色虚线相比，包装产品具有驱动源极引脚TO-247-4L和TO-263-7L封装产品(绿色虚线)导通时ID上升速度更快。通过比较，可以看出TO-247N封装产品(浅蓝线)的开关损耗为 2742μJ，而TO-247-4L封装产品(红线)1690μJ，开关损耗降低约38%；TO-263-7L封装产品(绿线)为 2083μJ，开关损耗减少24%，显著减少。 可通过导通波形确认，TO-247-4L的ID峰值达到了80A，比TO-247N大23A。这是因为，尽管有MOSFET在开关工作过程中是对的COSS充放电能是恒定的，但由于驱动源极引脚可以提高开关速度，因此充放电时间缩短，最终导致充电电流峰值增加。虽然HS侧MOSFET误启动也会导致峰值电流增加，但这不是误启动造成的。 TO-263-7L的ID峰值为60A，不如TO-247-4L的大。这是因为换流侧MOSFET（HS）封装电感的不同原因与后续介绍的关闭浪涌相同。也就是说，由dID/dt产生的开关侧（LS）和换流侧MOSFET由总封装电感引起的电动势将开关侧MOSFET的VDS降低开关侧MOSFET的COSS中积累的能量被释放，但TO-263-7L放电电流很小，导通时ID峰值也很小。 另外，导通时的开关损失EON同样的原因，TO-247-4L封装产品的开关侧MOSFET的VDS被压低，最终损失开关EON降低。 但是，如果TO-247-4L和TO-263-7L如果没有误启动对策，误启动时导通电流的峰值可能会进一步增加。因此，建议采取误启动对策，如米勒钳位电路或栅极-源极之间的连接nF电容器。如果您想了解更多详细信息，请参考应用指南中的SiC-MOSFET 格栅极-源极电压的浪涌抑制方法。 接下来是关断时的波形。可以看出，TO-247N封装产品(浅蓝色实线)的开关损耗为2093μJ，TO-247-4L1462封装产品(红线)μJ，开关损耗降低约30%，TO-263-7L1488μJ，开关损耗降低了29%左右，即使降幅没有导通时那么大，也有了很大的改善。 关断时在VDS关闭浪涌的主要原因是主电路的总寄生电感。它是双脉冲测试电路中的布线电感LMAIN与开关侧和换流侧MOSFET的封装电感（LDRAIN LSOURCE）的合计值。因此，封装电感几乎相同TO-247-4L(红TO-247N（浅蓝色实线）而言，浪涌会随着dID/dt增加速度。在这个测试中，TO-247-4L为1009V，比TO-247N的890V大119V，因此，缓冲电路等浪涌对策可能需要采取。 同样具有驱动源极引脚的产品，TO-263-7L(绿线)浪涌比TO-247-4L由于封装结构不同，装结构不同。TO-263-7L泄漏极分布在封装背面的散热器上，并直接焊接PCB上。此外，由于源极引脚分配到7个引脚中的5个引脚，封装电感小于TO-247-4L。请注意，随着换流侧(而不是开关侧)封装电感的减小，开关侧的浪涌会变小。 对开关损耗的比较信息汇总如下：
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