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某公司介绍轨道运输产品：高速公路(>50MHz)轨道到轨操作放大器支持更低的电源电压、更接近供电轨的振幅和更宽的动态范围。你看到了吗：以更低的电源电压、更接近供电轨的振幅和更宽的动态范围工作。
看轨道到轨运放手册：
由于MOS管有导通电阻，当流过电流时，导致了电压降。因此当负载越大时，导通压降越大，输出电压越不能达到轨。
因此，轨道输出不能完全使输出达到电源值。在使用时，还需要查看负载和温度之间的关系（影响导电阻值），以确定输出能达到多少电压。
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理论上设计了分压电路，输入1V，输出2V，然而，一个测试总是有近600或700个mV。这要是进12位3V量程ADC，但是要吃600多码。
原来的正输入端和反输入端是由于原来的正输入端和反输入端TVS漏电流和管道输入偏置电流导致两个输入端输入偏置电流（两颗豌豆和另一个设备完全相同）；两个偏置电流与外部电阻形成偏置电压，输出到后端，形成误差。如果不幸的话，我选择了一个基于BJT运入偏置电流入偏置电流大，会造成很大的后误差。如下图所示，这种运放真是不止于大。
假设两个输入端的输入偏置电流相同。
对于正输入端，Ib 偏置电压几乎等于0，而对于反向输入端，Ib-偏置电压等于350mV(计算时，假设Vout接地，相当于R1//R2)。因此，需要在正输入端增加电阻来补偿反输入端的误差。
正如上述，正反相输入偏置电流不同，补偿只能降低失调电压，而正反相输入偏置电流差也称为失调电流。在高精度或小信号采样过程中，由于补偿电阻的增加，可以选择低失调电流进行输送，也可以代替新的噪声源，应仔细添加。
偏置电流是运输和放电的主要误差之一，以后会介绍一些影响后级的误差源。
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当我是菜鸟工程师的时候，我从来运输设计PSRR，当听说过PSRR(电源纹波抑制比)之后，每次运输都会在成本控制的基础上选择更高的PSRR的运放。
比如这个运放PSRR达到了160dB，计算公式：
即使电源电压在4.5V-5.5V电源对运输输出的影响仅为10nV。不幸的是，该指标是指电源电压的直流变化，而不包括电源电压交流（如纹波）的变化。在交流过程中，该指标将大大恶化。Spec.里面提到的只是直流变化，交流变化在后面的图表中。一般来说，非资深工程师滑倒图表。
对于500kHz开关频率的纹波，PSRR 恶化到只有50dB，假设纹波大小为1000mV，那么对后级的影响恶化就会达到0.3mV。这种误差对于许多小信号采集的应用来说是不可接受的。因此，是的应用场景甚至会在运放电源入口做一个低通滤波(请注意电阻功耗和电阻热噪声)。
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以前有个“老工程师”对我说，反馈电路加个电容，电路就不会震荡。一看到“震荡”这么高大上的词语，我当场就懵逼了，以后所有的电路都并一个小电容，这样才professional。
直到一天，我要放大一个100kHz(运气很好，频率还没有太高，不然电压反馈运放都没法玩)的信号，也是按照经验并上一个电容，然后信号再也没有正常。因为，并上了这个电容反馈阻抗对于100kHz的信号变成了只有不到200Ω，导致放大系数变化。
然，这还不是关键，问题在于：真的需要一个补偿电容吗？
首先，运放内部存在一个极点(把它想成就是RC低通造成的)，它会造成相位的改变，最大到-90°：
如果再增加一个极点呢，它又会再次对相位进行改变，最大还可以增加到90°：
这样相位就到了-180°，这有什么问题呢？那就是“震荡”。看一下电压负反馈运放的增益：
当某些频率点上的环路增益Aβ等于1，而相位为-180°的时候，这时Vout/Vin会变成无穷大，电路就不稳定了。因此，当外部增加一个零点时，运放就会在某些频率点进入震荡，比如引脚上的分布电容，如下图：
这时，我们并上一个电容，相当于人为引入一个零点，把拉下去的相位，拉上来，但是，这个分布电容一般很小，使得它环路增益Aβ等于1的位置非常远，在这么远的频点上，运放早就不能正常工作了。而看手册这个运放自身在100k的时候，相位余量相当的高，超过了90°，完全不需要增加额外的补偿电容。
因此，对于具体情况，要具体分析。
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以前遇到过一个问题，前级运放放大后，再由运放跟随进ADC，进ADC的信号是0.3V-1.5V。感觉是个很简单的电路，但是后面实测这颗工作电压为单电源5V的运放，有部分板卡在输出1.5V左右的时候，它的输出值并没有完全跟随到输入值，而低于比1.5V的信号，跟随都没问题，但是一旦接近就不对。
当然，这个问题就上了硬件组的会议，最后讨论的结果是：“这个运放有问题，我们要找厂商嚎盘，但是我们是xx企业，别个又不得理我们，这样吧，我们换一个其它公司的运放”。
不幸的是，我们冤枉了一颗运放，并且没有找到问题原因，幸运的是，在没有完全弄清原理的前提下，我们碰巧选到了一颗可以正常工作的运放。来看下这款运放的一个指标，运放共模输入范围：
运放共模输入范围是运放输入电压的一个区间，它表征的是运放能够线性工作的区间，即输入电压共模值在这个区间内，当输入电压发生变化时，输出电压能够线性的发生变化。
对于跟随电路，由于存在负反馈，基本上可认为正相输入端电压和负相输入端电压是同一个值，而这颗运放在5V供电时，它的共模输入范围是-0.1V～1.5V。因此，当输入电压在1.5V左右的时候，运放就存在不能正常线性跟随的情况。
为什么不能跟随呢？来看一个三极管放大电路，它也是运放的组成部分之一，来进行举例说明。
当输入的Vb发生变化时，Ie就会随着Vb发生相应的变化，从而引起Vc的变化，这就是跟随。
若Vb继续增大到，使得Vc=Vcc-Ie x Rc计算值为负数的时候，而实际上Ie*Rc并不能超过Vcc，这时放大电路达到饱和甚至电流反相，导致输出电压固定或削峰或反向等。
运放的单电源与双电源供电：
运放采用双电源供电(一般电源电压需要对称)可获得最大的动态范围。共模输入电压等于1/2Vcc，此条件下可以获得最佳的性能。若工作于双电源模式，此最佳输入共模电压是0V，这就是双电源供电最大的好处。
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做1pps驱动电路，要求上升沿≤5ns，FPGA输出的信号用运放跟随增强驱动后，发现上升沿达不到要求。为什么呢？因为没有考虑到一个重要的指标，压摆率。压摆率是指：输入为阶跃信号时，闭环放大器的输出电压时间变化率的平均值。即输入一个理想的阶跃信号，输出会是一个带斜率信号，这个信号的爬升速率就是压摆率。
看一下这个运放的压摆率：
根本达不到要求啊，5ns只能爬升20mV，所以，上升沿根本达不到设计需求。怎么办呢？后期飞线增加了一个脉冲增强电路。
脉冲增强电路C4和R4，相当于一个微分电路C4和RL（当C x RL远小于压摆率时间）加一个直流电阻R4，使得负载RL上的信号边沿变得更加陡峭。分析一下：
a.电容C4与RL形成分压电路，根据下图的计算公式，C4上电压的变化率等于RL上的电压值。
b.那么假设电容电压变化率在0-τ范围内是几乎不变化的，那么负载RL上面的电压也是几乎不变的，一旦电容开始充电（电压发生变化），负载RL的电压就上升到顶点。记为波形1，如下图。
c.然后在电容充电结束后开始下落，为了解决没有变化率就没有电压的问题，增加一个直流电阻R4维持波形，它是一个直通波形，也就是原始波形，记为波形2。
d.两个波形合在一起后，由于波形1，波形2的上升沿得到极大增强，从而使得合成波形上升沿得以改善。
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为了扩大外部驱动能力，一般会在最后一级增加一个跟随电路，选择电流反馈运放-CFA增加运放的输出带宽。好简单哦，可惜你就是调不出来。还是先看图吧。好简单哦，可惜你就是调不出来。还是先看图吧。
什么电源轨、共模输入范围、增益积带宽、带载能力、压摆率。。。我全都考虑了啊，还是不对呢？
因为，CFA和VFA(电压反馈运放)不一样，读书时学的运放，基本上老师都是拿VFA进行举例和讲解。下图是CFA运放的模型：
它与VFA区别是，输入端不再是两个都虚断，反相输入电阻ZB是个非常小的值，但又绝对不能认为是零；它的开环增益Gout不再是非常大，而是约等于1；它的跨阻Z可以认为是无穷大。
因此，CFA的跟随电路的电路模型如下：
解出Aβ等于：它的闭环增益是：
当没有反馈电阻ZF的时候，A约等于1，ZF趋近于0，Aβ趋近于无穷，增益趋近于0，和想要的跟随电路完全不一样，也就是网上常说的“CFA不加反馈电阻就没信号”。(没找到这句话，忘记是在哪里看到的了，只能看下CFA手册上对反馈电阻的介绍)
因此，要增加一个反馈电阻，电路就会正常工作了。
PS：上面推导计算有技巧，只能从Aβ进行计算推导，因为CFA的计算前提是反相输入电阻ZB是个非常小的值；它的跨阻Z可以认为是无穷大，所以，要在求极限是找到一个单一变量，如果按照最终表达进行求极限，一个函数，三个变量(ZF趋近于0，ZB趋近于0，Z趋近于无穷)，没法玩，如下图。
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在我读大学的年代，仪用放大器绝对是一个高X格的词语，在那个还常见三运放搭差分运放的年代，仪放是超高共模抑制比、高温度稳定性的代名词，正相反相两个电压差一减，就得到了结果，这绝对是一个采集EEG信号的好东西啊。
由于EEG信号幅度很小，加上前级放大，也不过1V左右，因此，屡试不爽也没什么问题。后来要做一个工业现场信号检测，就不正常了。还是先看图吧：
采集4～20mA电流，得到1V～5V电压差，放大2倍后进入后级ADC。为了防止电阻功耗过高，R128、R129、R130三个电阻采用了并联取值的方式，最终取到了250Ω这个值。
分析一下，正相输入端2V～10V，符合器件输入范围(VCC-1.4V)，反相输入端1V～5V，我加了负电，那更是符合了；然后看放大倍数2倍，Vmax=10V，也符合器件输出范围(VCC～1.4V)；电源、放大倍数、去耦等等都没有问题。这是一个显得没有任何错误的原理图，但是实际上，它会在高输入电压值时发生错误。
看下仪放的内部原理，就明白了(这里选一个手上有的资料，非AD620的内部原理，其实仪放原理都差不多)。
正相输入电压和反相输入电压体现在仪放内部的R2处，而真正进行输出的电压，是由V1out和V2out体现的，换一句话说，最终增加的电压值平分为两份，一份由V1out提供，它会比V1高，另外一份由V2out提供，它会比V2低。
再看原理图，在20mA的时候，Vin+达到了10V，Vin-是5V，放大2倍，在仪放内部需要将Vin+放大到12.5V。这已经超过了仪放供电电压，因此是绝对不可能正常工作的。
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ADC采集信号，信号稳定的时候，很准确；信号变化的时候，数据不稳定。当然了，ADC有采样时间，软件工程师也知道，他采了10次，只取后5次，但是数据还是有不稳定的状态。让硬件来看电路，硬件工程师说，电路当然没有问题了，全是从别人那里扣来的，怎么在我这就有问题了？
先看ADC的指标Tcycmin=500nS和Tacqmin=80nS，这是颗SAR型ADC，速度能上Mbps，还算挺快的。所以，它连续采样10次，所用时间也才10μS左右。
而运放从信号输入到输出，并不是一个无延时的过程，而是一个有延时还带震荡的过程，同时，这个过程的时间还会因为后级线路的PCB设计而增大。如下图：
看一下运放的指标，当4V时，达到0.01%，时间为5.1μS，此时带来的波动误差是0.4mV，而在4V范围内，一个16位ADC的1LSB为0.06mV。误差可以吃掉6、7个码字，如果再加上分布电容和走线电阻，这个时间会进一步增加，使得后级稳定时间增长，从而导致误差变得更加的大。后来软件工程师调低了采样率，增加了采集时间，问题得以解决。
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做过一款板卡，功耗要求很严格，因此，设计完成后，就画了电源树，计算了每个器件的功耗，没有超，然后投版，调试，一上电，功耗超标。后面一检查，发现是运放功耗计算的时候出现了问题，下图这样的运放电路用了5个。
由于是直流驱动，在计算的时候，只考虑了运放本身的静态功耗，PD=15V x 4.2mA =63mW，按照最大静态功耗来考虑，功耗余量还绰绰有余。
实际上，忽略了一个重要的功率消耗点：运放供电电压15V到输出电压(1V～4.5V)之间的电压差，全部在运放里面消耗了，按照最大压差计算，一个电路就消耗140mW。这种耗散功率，以前从来没有考虑过，所以，全部都选择性的忽略了，当遇到功耗要求紧张的需求时，问题就暴露出来了。
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1）输入失调电压温漂：在规定工作温度范围内，输入失调电压Input Offset Voltage随温度的变化量与温度变化
量之比值。 该参数是指Vos在规定工作范围内的温度系数，是衡量运放温度影响的重要指标
。一般情况下约为(10～30)uV/摄氏度，高质量的可做<0.5uV/C(摄氏度)。
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2）输入失调电流温漂：在规定工作温度范围内，输入失调电流随温度的变化量与温度变化量之比值。 它是指输入失调电流Input Offset Current在规定工作范围内的温度系数，也是衡量运放受温度影响的重要指标，通常约为(1～50)nA/C，高质量的约为几个pA/C。
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