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182/2009
收稿日期：2008-12-10
作者简介:杨志强(1982-)，男，硕士，主要研究方向是电力电子和能源转换
。
考价值。
单周期控制的并网逆变器[7，8]可等效为双并联BUCK 型逆变器，
控制电路简单(复位积分器和一些逻辑器件)，动态响应快，开关损耗低。同时，只有两个开关导通，大大降低了开关损耗。
单周期控制三相PWM 并网逆变器建模
单周期控制作用于单个开关管(Boost 或Buck
在电路中能很好地反映单周期的基本思想。假设开关频率f s =1/T (s T s 恒定[9]为开关周期，开关管的工作过程可用于时间t 为自变量的开关函数k (t 表示
。
(1)T on 是开关导通时间，
并且T on T off = T s ，模拟控制信号V ref (t 调制占空比D =T on /T s 。开关根据单周期控制思想输入信号x (t 与输出信号y (t 的关系为：
y (t =k (t x (t 假设开关频率f s 高于输入信号x (t 模拟控制信号V ref (t 开关输出的带宽频率为：
(3)因此，可以通过调整占空比来调整D (t ，每个周期开关输出斩波波形的积分值正好等于控制信号的积分值，即
：
(4)实现每个开关周期的开关输出y (t 平均值等于参考量V ref (t 平均值。这样，开关就可以完全抑制输入信号和线性控制信号V ref (t ，使系统具有良好的可控性。
基于单周期控制的三相PWM 并网逆变器可以使输出电流与电网电压相同，降低无功率输出。假设电网电压是理想的三相电压源；各相电感相等，即L a =L b =L c =L ；三相电路参数对称；开关频率远大于工作频率；忽略开关设备的导压降和开关损耗。图1是三相并网逆变器的主电路。
图1
三相并网逆变器主电路
Fig.1
Main circuit of three-phase PWM GCI
三相逆变器期控制简单，三相逆变器在6个范围内等待
效为双并联Buck 类型逆变器，按每相电压过零点划分。三相电压六个区间的划分如图2所示。
图2 三相电压6个区间划分
Fig.2 Six regions of three-phase voltage
在第一区间[0，60]内，i a ＞0，i b ＜0，i c >0，6个开关的动作如下：S bn 同时一直导通S bp 、S an 和S cn 关闭并控制开关S ap 和S cp ，使相电流i a 和i c 跟踪各自的相电压V a 和V c 。三相电压对称及V a V b V c =0，i a i b i c =0 ，i b 将自动跟踪V [10,11]b ，可以对其他区间进行类似的分析。从以上分析可以看出，每时每刻只有2个开关动作，大大降低了开关损耗。在间隔1中，逆变器可以并联解耦Buck 如图3所示，逆变器的等效电路。
图3
逆变器等效电路范围内的等效电路
Fig.3
Equivalent circuit of GCI in the region of 0 to 60
从图3可以看出，开关S ap 和S cp 有四种可变开关状态：(1)S ap 和S cp 都导通；(2)S ap 导通，S cp 关断；(3)S ap 关断，S cp 导通；(4)S ap 和S cp 都关断。在一个开关周期中，只有两个可能的开关顺序，即(1)、(2)、(4)和(1)、(3)和4)。按(1)、(2)、(4)开关顺序时，开关占空比d ap ＞d cp ；按(1)、(3)、(4)开关顺序，开关占空比d ap ＜d cp 。假设开关频率远大于电网频率，以第一个开关顺序为例。在开关周期中，由于电感电压的平均值为零，可以推导出（5）
。
(5)式中：E ——逆变器直流侧电压。
同样，第二种开关顺序也建立了证明式(5)。
为了使功率因数接近1，电流和电压应成比例
，
(
它们之间的关系可以表示为
：
(6)
式中：K 1-最大电流控制系数；K 2-功率等级控制系数。
假设采样电阻为R s ，可以得出综合(5)和(6)
：
(7)
式中：K=K1R s ；V m =Rs K 2E ，在每个周期内V m 是恒定的。
当公式(7)成立时，系统的功率因数为1。公式(7)可以在单周期控制下建立(图4)，同时使用时钟信号R S 触发器，2个R 端输入信号是：电流
信号
与斜坡
信号
及电流
信号
对比信号，以
与斜坡
信号
的比
2基于Matlab 的三相PWM 并网逆变器建模
图5是基于Matlab Simulink/PCB建立的三相PWM 并
模拟网逆变器主电路。图中基本参数为：电网相电压振幅为220V ，频率为50Hz ，直流侧电压U dc 输出逆变器的电感(L a ，均为2mH ，滤波电容600V ，L b ，L c )采样电阻R s =0.1Ω。C =2μF ，
图5三相PWM 并网逆变器主电路的模拟模型
Simulation model of three-phase PWM GCI
，而且都是低电平。比较信号(积分常数)τ等于开关周期T s )此时，两个触发器的输出端Q ap 和Q cp 为高电平，S ap 和S cp 导通。当电流信号等于斜坡信号时，触摸R 端输入高电平，发器复位，开关S ap 和S cp 依次关断。以Q 端输出低电平，讨论第一个区间，分析可以延伸到整个周期，使用p 、表1是基于单周期控制的三相n 项代替a 、c 项。并网逆变器的控制规则，图4是实现三相PWM 并网逆变器单周期控制的电路框图。表1Tab.1
角度
Fig.5
从图4可以看出，控制电路包括四个功能子电路，即区间选择电路、输入多路开关电路、核心电路（包括时钟、加法器、比较器和带复位积分器）和逻辑RS 触发器，编辑输出电路。图6是基于Matlab Simulink单周期控制电路的模拟模型。其中区间选择电路、输入多路开关电路和逻辑输出电路等子系统的模型可以根据图2所示三相电压的关系和表1中各数据的逻辑关系建立。当钟脉冲来临时，在核心电路中，V m 值是恒定的，RS 触发器位置开始产生积分电压和比较信号Q 端输出高电平，产生RS 触发器的复位信号。为实现单个周期零误差的控制要求，积分器复位开关由RS 触发器！Q 端输出信号控制，两个RS 触发器的Q 端输出信号可以控制每个区间两个开关的导通和关闭[12]。
基于单周期控制的三相并网逆变器的控制规则Control principle of OCC for three-phase PWM GCI
V P
V n
i P
i n
Q ap
Q an
Q bp OFF OFF Q P ON Q n OFF
Q bn ON Q P
Q cp Q n OFF
Q cn OFF Q n ON Q P OFF
OFF
0~60V ab V cb i a i c Q P OFF
60~120V ab V ac -i b -i c ON OFF 120~180V bc V ac i b i a Qn OFF 180~240V bc V ba -i c -i a OFF Qn 240~300V ca V ba i c i b OFF ON 300~360V ca V cb -i a -i b OFF Q P
OFF OFF OFF OFF OFF Q n
Q P ON
图4实现三相PWM 并网逆变器单周期控制的电路框图
Fig.4
Application of OCC for three-phase PWM GCI
图6
Fig.6
单周期控制电路的模拟模型
Simulation model of OCC circuit
3仿真验证
验证单周期控制的三相PWM 并网逆变器的优点
4结语
本文阐述了基于单周期控制的三相高功率因数逆转
点，对8 kW系统验证，取K =0.01.其他主电路参数如上节所述。模拟选择以下解决方案[13]:最大变化长度为10-6 s ，算法的相对精度为10-6ode23tb(stiff/TR-BDF2，开关频率f =10kHz 。模拟结果如图7所示~图9所示。
使用变器的工作原理和实现方法Matlab Simulink/PSB建立了三相高功率因数逆变器的模拟模型，并进行了模拟研究。结果表明，在并网逆变器中，单周期控制技术可以有效地校正功率因数，减少电网电流的谐波污染。参考文献：
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图7
Fig.7
逆变器 A相电流
Phase A current of inverter
图8
Fig.8
逆变器AB 端线电压
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北京:机械工业出版社，200
6.
Port AB line voltage of inverter
图9
Fig.9
A 相电流的总谐波畸变
THD of phase A current
图7示出逆变器A 相电流，可以看出，A 相电流能够很好地跟踪A 相电网电压，功率因数接近1。图8示出逆变器AB 端线电压。图9示出A 相电流的总谐波畸变约为高次谐波分量很小，并网逆变器的性能良好。从0.078，
以上仿真波形可以看出，单周期控制用于并网逆变器可以有效地校正功率因数和抑制谐波。
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