PCB设计的质量直接决定了产品开发的质量和周期，已成为产品设计链的关键环节。如今，随着社会分工的不断完善，PCB设计逐渐成为一门独立的学科。随着高速设计时代的到来，PCB设计已经从简单的装饰设备、拉线发展到电子、热、机械、化工等专业。
本栏目近期将就PCB设计人员关注的问题结合专家的精辟解答予以讨论，并从理论和实际经验双重角度深度剖析与PCB各种是连载系列的第一部分，请注意。
A1：PCB设计中应注意的问题因应用产品的不同而不同。就像数字电路和模拟电路应该注意的地方不同一样。以下要注意的原则。 1、PCB层的决定；包括电源层、地层、布线层的布置、各布线层的布线方向等。这些都会影响信号质量，甚至是电磁辐射。2.与电源和地面相关的布线和过孔(via)尽量宽，尽量大。3.不同特性电路的区域配置。良好的区域配置与布线困难甚至信号质量密切相关。4.配合生产厂的制造工艺设置DRC (Design Rule Check)与测试相关的设计(如测试点)。 其他与电气相关的问题与电路特性绝对相关。例如，即使是数字电路，是否注意接线的特性阻抗也取决于电路的速度和接线长度。
A2：一般EMI/EMC在设计辐射时同时考虑(radiated)与传导(conducted)两个方面。前者属于频率较高的部分(>30MHz)后者是低频部分(<30MHz)。因此，我们不能只关注高频而忽略低频部分。
一个好的EMI/EMC设计必须在布局开始时考虑设备的位置， PCB层层安排， 重要的在线行走方式， 设备的选择等， 如果事先没有更好的安排， 事后解决会事半功倍， 增加成本。例如时钟产生器的位置尽量不要靠近对外的连接器, 尽量走内层，注意特征阻抗匹配与参考层的连续性，减少反射， 设备推动的信号斜率(slew rate)尽量减少高频成分， 选择去耦合(decoupling/bypass)注意其频率响应是否符合要求，以降低电源层噪声。另外, 注意高频信号电流的回流路径，使回路面积尽可能小(即回路阻抗)loop impedance尽量减少辐射。高频噪声的范围也可以通过分割地层来控制。最后, 适当的选择PCB与外壳的接地点(chassis ground)。
A3：PCB板上会因EMC增加的成本通常是由于地层数量的增加，以增强屏蔽效果和增加ferrite bead、choke等抑制高频谐波器件的缘故。除此之外，通常还是需搭配其它机构上的屏蔽结构才能使整个系统通过EMC只有以下要求PCB板材的设计技巧提供了几种减少电路产生的电磁辐射效应。 1.尽量选择信号斜率(slew rate)为了减少信号产生的高频成分，较慢的设备。2.注意高频设备的位置，不要离外部连接器太近。 3.注意高速信号的阻抗匹配、接线层及其回流电流路径(return current path)， 减少高频反射和辐射。 4、在各设备的电源管脚上放置足够和适当的去耦电容器，以缓解电源层和地层的噪声。特别注意电容器的频率响应和温度特性是否符合设计要求。 5.外部连接器附近的地面可以与地层适当分割，接近连接器的地面chassis ground。6.可适当使用ground guard/shunt traces在一些特别高速的信号旁边。但是要注意guard/shunt traces对接线特性阻抗的影响。 7.电源层比地层缩20H，H电源层与地层之间的距离。
A四、高速设计PCB阻抗匹配是设计要素之一。阻抗值与走线方式绝对相关， 例如，走在表层(microstrip)或内层(stripline/double stripline)，接线宽度与参考层(电源层或地层)的距离，PCB材料等会影响线路的特性阻抗值。也就是说，阻抗值只能在布线后确定。一般来说，由于线路模型或数学算法的限制，模拟软件无法考虑一些阻抗不连续布线。此时，只能在原理图上预留一些terminators(端接)，如串联电阻，可以缓解布线阻抗的不连续效应。布线时要注意避免阻抗不连续。 IBIS模型的准确性直接影响模拟的结果。基本上IBIS可视为实际芯片I/O buffer一般可以通过等效电路的电气特性数据SPICE模型转换 (亦可采用测量， 但是限制很多)，而且SPICE数据与芯片制造有绝对的关系，因此不同芯片制造商提供相同的设备SPICE数据不同，然后转换IBIS模型中的数据也会有所不同。也就是说，如果使用A制造商的设备，只有他们能够提供他们的设备准确的模型数据，因为没有人比他们更清楚他们的设备是由什么过程制造的。若厂家提供IBIS不准确， 根本解决办法是不断要求厂家改进。
A5:我没有太多使用这些软件的经验， 以下只提供几个比较方向： 1.用户界面是否容易操作；2.推挤线的能力(这与绕线引擎的强度有关)；3.铺铜箔编辑铜箔的难度；4、布线规则设置是否符合设计要求；5.机构图界面类型；6.零件库的创建、管理和调用是否容易；7.检查设计错误能力是否完善；
A6:为您提供两家制造商参考：1、APSim (www.apsimtech.com) 2、Ansoft (www.ansoft.com)
A7:电场与磁场的交互关系与参考平面不同，这种交互关系会影响特征阻抗的值。目前，大多数特征阻抗的计算公式都是
如何计算顶层信号线的特性阻抗？另外，我看到一些信息写在消除信号线上的噪音上，电源平面可以和地平面一样，对吗？
？
假设有参考平面， 我还没看到这种无参考平面的特性阻抗公式。但是，可以用TDR (Time Domain Reflectometer)测量实际板材
获得无参考平面的特性阻抗。 信号线上噪声的原因是其他线上信号产生的电场和磁场的能量通过mutual inductance及mutual capacitance传输到被感染的信号线
上面。电源平面和地平面基本都是金属平面，对电场磁场有屏蔽作用(shielding effect)。
A8:数字/模地之所以分开，是因为数字电路在高低电位切换时会在电源和地面产生噪声，这与信号的速度和电流有关。若地平面上不分割且由数字区域电路产生的噪声较大，且模拟区域的电路非常接近，即使数模信号不交叉， 地面噪声仍然会干扰模拟信号。也就是说，当模拟电路区域远离产生大噪声的数字电路区域时，只能使用数模地不分割的方法。此外，由于数字信号的返回电流路径稍快，数模信号线不能交叉的要求(return current path)数字信号的源头将尽可能沿着接线下方附近的地面流回。如果数模信号接线交叉，返回电流产生的噪声将出现在模拟电路区域。
A9：限于本人对应用的了解，无法深入地比较EDA工具的性能价格比，根据应用范围选择软件，我提倡的原则是足够好。
常规电路设计，INNOVEDA 的 PADS 非常好，有配合使用的仿真软件，这种设计往往占应用场合的70%。采用高速电路设计、模拟和数字混合电路Cadence当然，解决方案应该属于性能和价格更好的软件Mentor性能还是很好的，尤其是它的设计流程管理应该是最好的。以上观点纯属个人观点！
A10：既有RF小信号和高速时钟信号比较复杂。干扰的原因需要仔细分析，并尝试用不同的方法解决。根据具体应用，您可以尝试以下方法。
0：存在RF小信号，高速时钟信号，首先要分开供电，不要使用开关电源，可以选择线性电源。1：选择R小信号，高速时钟信号其中的一种信号，连接采用屏蔽电缆的方式，应该可以。 2：将数字的接地点与电源的地相连(要求电源的隔离度较好),模拟接地点接到机壳地上。 3：尝试采用滤波的方式去除干扰。
A11：在实际应用中仅仅依靠印制板设计是无法从根本上解决问题的，但是我们可以通过印制板来改善它： 合理的器件布局，主要是感性的器件的放置，尽可能的短的布线连接，同时合理的接地分配，在可能的情况下将板上所有器件的 Chassis ground 用专门的一层连接在一起，设计专门的并与设备的外壳紧密相连的结合点。在选择器件时，应就低不就高，用慢不用快的原则。
A12：目前的pcb设计软件中，热分析都不是强项，所以并不建议选用，其它的功能1.3.4可以选择PADS或Cadence性能价格比都不错。 PLD的设计的初学者可以采用PLD芯片厂家提供的集成环境，在做到百万门以上的设计时可以选用单点工具。
A13：(1)能否提供一些经验数据、公式和方法来估算布线的阻抗。(2)当无法满足阻抗匹配的要求时，是在信号线的末端加并联的匹配电阻好，还是在信号线上加串联的匹配电阻好。(3)差分信号线中间可否加地线。
1.以下提供两个常被参考的特性阻抗公式：a.微带线(microstrip) Z={87/[sqrt(Er+1.41)]}ln[5.98H/(0.8W+T)] 其中，W为线宽，T为走线的铜皮厚度，H为走线到参考平面的距离，Er是PCB板材质的介电常数(dielectric constant)。此公式必须在0.1<(W/H)<2.0及1<(Er)<15的情况才能应用。 b.带状线(stripline) Z=[60/sqrt(Er)]ln{4H/[0.67π(T+0.8W)]} 其中，H为两参考平面的距离，并且走线位于两参考平面的中间。此公式必须在W/H<0.35及T/H<0.25的情况才能应用。 最好还是用仿真软件来计算比较准确。
2.选择端接(termination)的方法有几项因素要考虑：a.信号源(source driver)的架构和强度。 b.功率消耗(power consumption)的大小。c.对时间延迟的影响，这是最重要考虑的一点。 所以，很难说哪一种端接方式是比较好的。
3.差分信号中间一般是不能加地线。因为差分信号的应用原理最重要的一点便是利用差分信号间相互耦合(coupling)所带来的好处，如flux cancellation，抗噪声(noise immunity)能力等。若在中间加地线，便会破坏耦合效应。
A14：选择PCB板材必须在满足设计需求和可量产性及成本中间取得平衡点。设计需求包含电气和机构这两部分。通常在设计非常高速的PCB板子(大于GHz的频率)时这材质问题会比较重要。例如，现在常用的FR-4材质，在几个GHz的频率时的介质损dielectric loss会对信号衰减有很大的影响，可能就不合用。就电气而言，要注意介电常数(dielectric constant)和介质损在所设计的频率是否合用。
避免高频干扰的基本思路是尽量降低高频信号电磁场的干扰，也就是所谓的串扰(Crosstalk)。可用拉大高速信号和模拟信号之间的距离，或加ground guard/shunt traces在模拟信号旁边。还要注意数字地对模拟地的噪声干扰。
A15：在设计高速高密度PCB时，串扰(crosstalk interference)确实是要特别注意的，因为它对时序(timing)与信号完整性(signal integrity)有很大的影响。以下提供几个注意的地方：
1.控制走线特性阻抗的连续与匹配。2.走线间距的大小。一般常看到的间距为两倍线宽。可以透过仿真来知道走线间距对时序及信号完整性的影响，找出可容忍的最小间距。不同芯片信号的结果可能不同。3.选择适当的端接方式。4.避免上下相邻两层的走线方向相同，甚至有走线正好上下重迭在一起，因为这种串扰比同层相邻走线的情形还大。5.利用盲埋孔(blind/buried via)来增加走线面积。但是PCB板的制作成本会增加。在实际执行时确实很难达到完全平行与等长，不过还是要尽量做到。除此以外，可以预留差分端接和共模端接，以缓和对时序与信号完整性的影响。
A16：差分信号布线时要求等长且平行的原因有下列几点：
差分信号布线时要求等长且平行的原因有下列几点： 1.平行的目的是要确保差分阻抗的完整性。平行间距不同的地方就等于是差分阻抗不连续。2.等长的目的是想要确保时序(timing)的准确与对称性。因为差分信号的时序跟这两个信号交叉点(或相对电压差值)有关，如果不等长，则此交叉点不会出现在信号振幅(swing amplitude)的中间，也会造成相邻两个时间间隔(time interval)不对称，增加时序控制的难度。3.不等长也会增加共模(common mode)信号的成分，影响信号完整性(signal integrity)。
A17：LC与RC滤波效果的比较必须考虑所要滤掉的频带与电感值的选择是否恰当。 因为电感的感抗(reactance)大小与电感值和频率有关。如果电源的噪声频率较低，而电感值又不够大，这时滤波效果可能不如RC。但是，使用RC滤波要付出的代价是电阻本身会耗能，效率较差，且要注意所选电阻能承受的功率。 电感值的选用除了考虑所想滤掉的噪声频率外，还要考虑瞬时电流的反应能力。如果LC的输出端会有机会需要瞬间输出大电流，则电感值太大会阻碍此大电流流经此电感的速度，增加纹波噪声(ripple noise)。 电容值则和所能容忍的纹波噪声规范值的大小有关。纹波噪声值要求越小，电容值会较大。而电容的ESR/ESL也会有影响。 另外，如果这LC是放在开关式电源(switching regulation power)的输出端时，还要注意此LC所产生的极点零点(pole/zero)对负反馈控制(negative feedback control)回路稳定度的影响。
A18：在EDA软件的专门术语中，有很多不是有相同定义的。以下就字面上可能的意义来解释。 Mechnical：一般多指板型机械加工尺寸标注层。Keepoutlayer：定义不能走线、打穿孔(via)或摆零件的区域。这几个限制可以独立分开定义。Topoverlay：无法从字面得知其意义。多提供些讯息来进一步讨论。Bottomoverlay：无法从字面得知其意义。可多提供些讯息来进一步讨论。 Toppaste：顶层需要露出铜皮上锡膏的部分。Bottompaste：底层需要露出铜皮上锡膏的部分。 Topsolder：应指顶层阻焊层，避免在制造过程中或将来维修时可能不小心的短路 Bottomsolder：应指底层阻焊层。Drillguide：可能是不同孔径大小，对应的符号，个数的一个表。 Drilldrawing：指孔位图，各个不同的孔径会有一个对应的符号。 Multilayer：应该没有单独这一层，能指多层板，针对单面板和双面板而言。
A19：选择PCB板材必须在满足设计需求和可量产性及成本中间取得平衡点。设计需求包含电气和机构这两部分。通常在设计非常高速的PCB板子(大于GHz的频率)时这材质问题会比较重要。例如，现在常用的FR-4材质，在几个GHz的频率时的介质损dielectric loss会对信号衰减有很大的影响，可能就不合用。就电气而言，要注意介电常数(dielectric constant)和介质损在所设计的频率是否合用。避免高频干扰的基本思路是尽量降低高频信号电磁场的干扰，也就是所谓的串扰(Crosstalk)。可用拉大高速信号和模拟信号之间的距离，或加ground guard/shunt traces在模拟信号旁边。还要注意数字地对模拟地的噪声干扰。
A20：一般软件自动产生测试点是否满足测试需求必须看对加测试点的规范是否符合测试机具的要求。另外，如果走线太密且加测试点的规范比较严，则有可能没办法自动对每段线都加上测试点，当然，需要手动补齐所要测试的地方。 至于会不会影响信号质量就要看加测试点的方式和信号到底多快而定。基本上外加的测试点(不用线上既有的穿孔(via or DIP pin)当测试点)可能加在线上或是从线上拉一小段线出来。前者相当于是加上一个很小的电容在线上，后者则是多了一段分支。这两个情况都会对高速信号多多少少会有点影响，影响的程度就跟信号的频率速度和信号缘变化率(edge rate)有关。影响大小可透过仿真得知。原则上测试点越小越好(当然还要满足测试机具的要求)分支越短越好。
A21：要求走线特性阻抗匹配的主要原因是要避免高速传输线效应(transmission line effect)所引起的反射(reflection)影响到信号完整性(signal integrity)和延迟时间(flight time)。也就是说如果不匹配，则信号会被反射影响其质量。
所有走线的长度范围都是根据时序(timing)的要求所订出来的。影响信号延迟时间的因素很多，走线长度只是其一。P4要求某些信号线长度要在某个范围就是根据该信号所用的传输模式(common clock或source synchronous)下算得的timing margin，分配一部份给走线长度的允许误差。 至于， 上述两种模式时序的计算， 限于时间与篇幅不方便在此详述， 请到下列网址http://developer.intel.com/design/Pentium4/guides 下载"Intel Pentium 4 Processor in the 423-pin Package/Intel 850 Chipset Platform Design Guide"。 其中 "Methodology for Determining Topology and Routing Guideline"章节内有详述。
A22：是的，在计算特性阻抗时电源平面跟地平面都必须视为参考平面。 例如四层板：顶层-电源层-地层-底层，这时顶层走线特性阻抗的模型是以电源平面为参考平面的微带线模型。
A23：一般在空白区域的敷铜绝大部分情况是接地。 只是在高速信号线旁敷铜时要注意敷铜与信号线的距离， 因为所敷的铜会降低一点走线的特性阻抗。 也要注意不要影响到它层的特性阻抗， 例如在dual stripline的结构时。
A24：test coupon是用来以TDR (Time Domain Reflectometer) 测量所生产的PCB板的特性阻抗是否满足设计需求。 一般要控制的阻抗有单根线和差分对两种情况。 所以， test coupon上的走线线宽和线距(有差分对时)要与所要控制的线一样。 最重要的是测量时接地点的位置。 为了减少接地引线(ground lead)的电感值， TDR探棒(probe)接地的地方通常非常接近量信号的地方(probe tip)， 所以， test coupon上量测信号的点跟接地点的距离和方式要符合所用的探棒。 以下提供两篇文章参考：1、http://developer.intel.com/design/chipsets/applnots/pcd_pres399.pdf 2、http://www.Polarinstruments.com/index.html (点选Application notes)
A25：现在较强的布线软件的自动布线器大部分都有设定约束条件来控制绕线方式及过孔数目。 各家EDA公司的绕线引擎能力和约束条件的设定项目有时相差甚远。 例如, 是否有足够的约束条件控制蛇行线(serpentine)蜿蜒的方式, 能否控制差分对的走线间距等。 这会影响到自动布线出来的走线方式是否能符合设计者的想法。 另外, 手动调整布线的难易也与绕线引擎的能力有绝对的关系。 例如, 走线的推挤能力, 过孔的推挤能力, 甚至走线对敷铜的推挤能力等等。 所以, 选择一个绕线引擎能力强的布线器, 才是解决之道。 如果您对蔽公司Expedition有兴趣试看看我们的绕线引擎, 请电21-64159380, 会有专人为您服务。
A26：除了地要分开隔离外, 也要注意模拟电路部分的电源, 如果跟数字电路共享电源, 最好要加滤波线路。 另外, 数字信号和模拟信号不要有交错, 尤其不要跨过分割地的地方(moat)。
A27：1、基本上, 将模/数地分割隔离是对的。 要注意的是信号走线尽量不要跨过有分割的地方(moat), 还有不要让电源和信号的回流电流路径(returning current path)变太大。2、晶振是模拟的正反馈振荡电路, 要有稳定的振荡信号, 必须满足loop gain与phase的规范, 而这模拟信号的振荡规范很容易受到干扰, 即使加ground guard traces可能也无法完全隔离干扰。 而且离的太远, 地平面上的噪声也会影响正反馈振荡电路。 所以, 一定要将晶振和芯片的距离进可能靠近。3、确实高速布线与EMI的要求有很多冲突。 但基本原则是因EMI所加的电阻电容或ferrite bead, 不能造成信号的一些电气特性不符合规范。 所以, 最好先用安排走线和PCB叠层的技巧来解决或减少EMI的问题, 如高速信号走内层。 最后才用电阻电容或ferrite bead的方式, 以降低对信号的伤害。
A28：会使高频信号能量衰减的原因一是导体本身的电阻特性(conductor loss), 包括集肤效应(skin effect), 另一是介电物质的dielectric loss。 这两种因子在电磁理论分析传输线效应(transmission line effect)时, 可看出他们对信号衰减的影响程度。 差分线的耦合是会影响各自的特性阻抗, 变的较小, 根据分压原理(voltage divider)这会使信号源送到线上的电压小一点。 至于, 因耦合而使信号衰减的理论分析我并没有看过, 所以我无法评论。
对差分对的布线方式应该要适当的靠近且平行。 所谓适当的靠近是因为这间距会影响到差分阻抗(differential impedance)的值, 此值是设计差分对的重要参数。 需要平行也是因为要保持差分阻抗的一致性。 若两线忽远忽近, 差分阻抗就会不一致, 就会影响信号完整性(signal integrity)及时间延迟(timing delay)。 差分阻抗的计算是 2(Z11 - Z12), 其中, Z11是走线本身的特性阻抗, Z12是两条差分线间因为耦合而产生的阻抗, 与线距有关。 所以, 要设计差分阻抗为100欧姆时, 走线本身的特性阻抗一定要稍大于50欧姆。至于要大多少, 可用仿真软件算出来。 接收端差分线对间的匹配电阻通常会加, 其值应等于差分阻抗的值。这样信号品质会好些。
A29：各个PCB板子相互连接之间的信号或电源在动作时，例如A板子有电源或信号送到B板子，一定会有等量的电流从地层流回到A板子 (此为Kirchoff current law)。这地层上的电流会找阻抗最小的地方流回去。所以，在各个不管是电源或信号相互连接的接口处，分配给地层的管脚数不能太少，以降低阻抗，这样可以降低地层上的噪声。另外，也可以分析整个电流环路，尤其是电流较大的部分，调整地层或地线的接法，来控制电流的走法(例如，在某处制造低阻抗，让大部分的电流从这个地方走)，降低对其它较敏感信号的影响。
A30：手机PCB设计上的挑战在于两个地方：一是板面积小，二是有RF的电路。因为可用的板面积有限，而又有数个不同特性的电路区域，如RF电路、电源电路、 话音模拟电路、一般的数字电路等，它们都各有不同的设计需求。 1、首先必须将RF与非RF的电路在板子上做适当的区隔。因为RF的电源、地、及阻抗设计规范较严格。2、因为板面积小，可能需要用盲埋孔(blind/buried via)以增加走线面积。 3、注意话音模拟电路的走线，不要被其它数字电路，RF电路等产生串扰现象。 除了拉大走线间距外，也可使用ground guard trace抑制串扰。4、适当做地层的分割， 尤其模拟电路的地要特别注意，不要被其它电路的地噪声干扰。5、注意各电路区域信号的回流电流路径(return current path)， 避免增加串扰的可能性。
A：我认为任何EDA软件产品合不合用与要设计的产品的特性有关。例如，所设计的产品其走线密度是否很高，这可能对绕线引擎的推挤线功能有不同的需求。以下仅提供一些考虑的方向： 1.使用者的接口是否容易操作。2.推挤线的能力(此项关系到绕线引擎的强弱)。3.铺铜箔编辑铜箔的难易。4.走线规则设定是否符合设计要求。5.机构图接口的种类。6.零件库的创建、管理、调用等是否容易。7.检验设计错误的能力是否完善。
A32：LC与RC滤波效果的比较必须考虑所要滤掉的频带与电感值的选择是否恰当。 因为电感的感抗(reactance)大小与电感值和频率有关。如果电源的噪声频率较低，而电感值又不够大，这时滤波效果可能不如RC。但是，使用RC滤波要付出的代价是电阻本身会耗能，效率较差，且要注意所选电阻能承受的功率。
电感值的选用除了考虑所想滤掉的噪声频率外，还要考虑瞬时电流的反应能力。如果LC的输出端会有机会需要瞬间输出大电流，则电感值太大会阻碍此大电流流经此电感的速度，增加纹波噪声(ripple noise)。
电容值则和所能容忍的纹波噪声规范值的大小有关。纹波噪声值要求越小，电容值会较大。而电容的ESR/ESL也会有影响。另外，如果这LC是放在开关式电源(switching regulation power)的输出端时，还要注意此LC所产生的极点零点(pole/zero)对负反馈控制(negative feedback control)回路稳定度的影响。
A33：现在高速数字电路的应用有通信网路和计算机等相关领域。在通信网路方面，PCB板的工作频率已达GHz上下，迭层数就我所知有到40层之多。
计算机相关应用也因为芯片的进步，无论是一般的PC或服务器(Server)，板子上的最高工作频率也已经达到400MHz(如Rambus) 以上。因应这高速高密度走线需求，盲埋孔(blind/buried vias)、mircrovias及build-up制程工艺的需求也渐渐越来越多。 这些设计需求都有厂商可大量生产。
以下提供几本不错的技术书籍： 1.Howard W. Johnson，“High-Speed Digital Design – A Handbook of Black Magic”；2.Stephen H。Hall，“High-Speed Digital System Design”；3.Brian Yang，“Digital Signal Integrity”；
A34：在设计高速高密度PCB时，串扰(crosstalk interference)确实是要特别注意的，因为它对时序(timing)与信号完整性(signal integrity)有很大的影响。以下提供几个注意的地方：
1.控制走线特性阻抗的连续与匹配。2.走线间距的大小。一般常看到的间距为两倍线宽。可以透过仿真来知道走线间距对时序及信号完整性的影响，找出可容忍的最小间距。不同芯片信号的结果可能不同。3.选择适当的端接方式。4.避免上下相邻两层的走线方向相同，甚至有走线正好上下重迭在一起，因为这种串扰比同层相邻走线的情形还大。5.利用盲埋孔(blind/buried via)来增加走线面积。但是PCB板的制作成本会增加。在实际执行时确实很难达到完全平行与等长，不过还是要尽量做到。除此以外，可以预留差分端接和共模端接，以缓和对时序与信号完整性的影响。
A35：以下仅就设计原理来讨论：
高频数字电路主要是考虑传输线效应对信号质量与时序(timing)的影响。如特性阻抗的连续与匹配，端接方式的选择，拓朴(topology)方式的选择，走线的长度与间距，时钟(或strobe)信号skew的控制等。如果器件已经固定，一般抗干扰的方式是拉大间距或加ground guard traces。
A36：就数字电路而言，首先先依序确定三件事情：1.确认所有电源值的大小均达到设计所需。有些多重电源的系统可能会要求某些电源之间起来的顺序与快慢有某种规范。 2.确认所有时钟信号频率都工作正常且信号边缘上没有非单调(non-monotonic)的问题。 3.确认reset信号是否达到规范要求。这些都正常的话，芯片应该要发出第一个周期(cycle)的信号。接下来依照系统运作原理与bus protocol来debug。
A37：与外壳接地点选择的原则是利用chassis ground提供低阻抗的路径给回流电流(returning current)及控制此回流电流的路径。例如，通常在高频器件或时钟产生器附近可以借固定用的螺丝将PCB的地层与chassis ground做连接，以尽量缩小整个电流回路面积，也就减少电磁辐射。
谁应该负责制定guideline可能每个公司有不同的情况而有不同安排。Guideline的制定必须对整个系统、芯片、电路动作原理有充分的了解，才能制定出符合电气规范且可实现的guideline。所以，以我个人的观点，硬件系统工程师似乎较适合这个角色。当然，资深PCB工程师可以提供在实际实现时的经验，使得这guideline可以实现的更好。
A38：通常各公司自动布线引擎的算法多多少少都会有各自较喜欢的绕线模式，如果所测试的板子的绕线模式较符合某种算法，则那一个工具所表现的结果可能会较好，这也是为什么每家公司都有他们各自的数据来宣称他们的自动布线是最好的。所以，最好的测试方式就是用贵公司的设计在各家自动布线工具上来跑。测试的指针有绕线的完成率及所花的时间。
仿真工具最重要的是仿真引擎的精确度及对线路的模型与算法是否符合贵公司设计的需求。例如，如果所设计的时钟频率为400MHz，这时仿真工具能否提供正确的AC loss模型就很重要。其它可考虑使用者接口是否方便操作，是否有定制化(customization)的方法，利于batch run。
A39：线宽和线距是影响走线密度其中两个重要的因素。一般在设计工作频率较高的板子时，布线之前需要先决定走线的特性阻抗。在PCB迭层固定的情况下，特性阻抗会决定出符合的线宽。而线距则和串扰(Crosstalk)大小有绝对的关系。最小可以接受的线距决定于串扰对信号时间延迟与信号完整性的影响是否能接受。这最小线距可由仿真软件做预仿真(pre-simulation)得到。也就是说，在布线之前，需要的线宽与最小线距应该已经决定好了，并且不能随意更动，因为会影响特性阻抗和串扰。这也是为什幺大部分的EDA布线软件在做自动布线或调整时不会去动线宽和最小线距。如果这线宽和最小线距已经设定好在布线软件，则布线调整的方便与否就看软件绕线引擎的能力强弱而定。
A40：可以用一般设计PCB的软件来设计柔性电路板(Flexible Printed Circuit)。一样用Gerber格式给FPC厂商生产。由于制造的工艺和一般PCB不同，各个厂商会依据他们的制造能力会对最小线宽、最小线距、最小孔径(via)有其限制。除此之外，可在柔性电路板的转折处铺些铜皮加以补强。至于生产的厂商可上网“FPC”当关键词查询应该可以找到。