Pout输出功率，Pd耗散功率。一般来说，占空比D越大，电源效率越高，损耗越小。原因可以简单地理解为，在开关管导过程中，输入电源直接向输出电源提供能量，其中多余的能量储存在电感器中。空比D越大，输入电源直接向负载输出提供能量的时间比例越大。对于输出而言，在这个过程不需要电感进行电磁能量的互相转换，因此效率较高。在开关管关闭过程中，输出需要电感将存储的磁能转换为电能，这是一个相对低效的损耗过程。
如果在轻载或空载中继续使用固定频率PWM由于负载电流变小，模式输出功率Pout变小；而PWM频率不变意味着开关管的频率不变，开关管的损耗（主要是开关损耗）不变，相应的损耗频率比例增加，降低了电源的输出转换效率。因此，为了提高轻载电源的转换效率，一般采用其他工作模式，如常见Pulse Skip Mode脉冲跳跃模式，Burst Mode突发模式、Forced Continuous Mode强制连续模式(该模式不会提高输出效率)。
上一篇文章的电源系列BUCK我们详细介绍了电源电感的工作模式BUCK电源电感的两种工作模式CCM和DCM，以及各种模式下各点波形的差异。本文将介绍负载电流持续减小时的电源工作模式和差异。
BUCK如下图1所示： 
图1 Pout输出功率，Pd耗散功率。一般来说，占空比D越大，电源效率越高，损耗越小。原因可以简单地理解为，在开关管导过程中，输入电源直接向输出电源提供能量，其中多余的能量储存在电感器中。空比D越大，输入电源直接向负载输出提供能量的时间比例越大。对输出而言，电磁能量在这个过程中不需要电感相互转换，所以效率更高。在开关管关闭过程中，输出需要电感将存储的磁能转换为电能，这是一个相对低效的损耗过程。
如果在轻载或空载中继续使用固定频率PWM由于负载电流变小，模式输出功率Pout变小；而PWM频率不变意味着开关管的频率不变，开关管的损耗（主要是开关损耗）不变，相应的损耗频率比例增加，降低了电源的输出转换效率。因此，为了提高轻载电源的转换效率，一般采用其他工作模式，如常见Pulse Skip Mode脉冲跳跃模式，Burst Mode突发模式、Forced Continuous Mode强制连续模式(该模式不会提高输出效率)。
- PSM模式
由前述的DCM模式显示，随着负载电流的减小，占空比D会减小，但不能一直减小，因为BUCK比如凌特，控制器有最小的导通时间限制LTC3624芯片，60ns占空比D在6%左右。如果负载电流继续下降，由于空比D不能继续下降，BUCK控制器会放弃一些开关脉冲，即在开关脉冲的时间内，给输出电容充足的电荷，使电容在没有开关脉冲的时间内保持输出负荷的电源，PWM演变到PSM如图2所示，LTC3624芯片的PSM如图3所示。相对于正常的PWM模式，PSM大大降低了模式开关脉冲的频率。
图2
图3 2. 突发模式
以LT以3624为例，其突发模式的原理框图如图4所示，FB反馈电压连接到误差放大器的反相输入端，参考电压0.6V做差放大操作后，输出ITH电压连接到迟滞比较器的同相输入端，迟滞比较器的反相输入端连接另一个参考电压V。如图5所示，同相输入迟滞比较器的输出特性曲线具有上下阈值Ul和Uh。
图4
图5 正常工作时，系统正常工作PWM未进入突发模式的工作模式。当负载降低，电流变小时，输出电压升高，反馈电压FB也相应升高。由于反馈电压FB因此，输入误差放大器的差值(0.6-FB）减小误差放大器的输出ITH变小，如图5中的绿色曲线所示，直到ITH小于迟滞比较器的阈值Ul，从高电平到低电平，系统进入突发模式，关闭开关管，输入停止，向输出提供能量。此时，输出从输出端的电容维持到负载，电容电压缓慢下降，反馈电压FB误差放大器的输入差也随之降低，ITH变大，如图5所示，直到ITH大于迟滞比较器的阈值Uh，迟滞比较器输出再次从低电平转向高电平，系统退出突发模式。LT如图6所示，3624芯片形如图6所示。类似于PSM在突发模式下，开关脉冲的对频率PWM模式也大大降低。
图6 由于突发模式开关脉冲频率大大降低，开关管的导电时间很短，大大降低了开关损耗和导电损耗，提高了系统的输出效率。但同时，由于输出大部分时间由电容器维持，输出电压纹波较大。
根据上述分析过程，突发模式类似于控制理论Bang-Bang控制有两个阈值，其输出电压纹波的大小由迟滞比较器的上下两个阈值Ul和Uh决定。LT3624芯片突发模式的电流设定值为800mA。
最近使用TI在轻载模式下，芯片设计的电源将进入ECO本质上与突发模式有点相似，实测轻载波形如图7所示。
图7
- FCM模式
强迫连续模式主要针对同步Buck即续流二极管的使用MOS如图8所示。当负载电流降低到一定值时，PSM当模式的电感电流等于0时，二极管将保持截止状态，直到下一个开关周期进行下一个循环。对于强制连续模式，当电感电流为0时，下同步MOS管Q2仍然导通，因此输出电容的电压将反向加载到电感的两端（左负右正），电感的电流开始反向流动，即从图8中电感L的右侧流向左侧，从0到同步管Q关闭，开关管Q输入电压在电感两端(左正右负)重新正向加载，电感电流从负值开始正向增加到0，并达到一定值，电流波形如图9所示。由此可见，输出既能提供电流，又能吸收电流。由此可见，输出既能提供电流，又能吸收电流。由于开关管和同步管每个周期都在工作，系统的开关损耗大，输出效率低，输出电压纹波小。
图8
图9 4. 总结
由上述分析可知，突发模式和PSM模式的开关脉冲频率相对于正常的PWM模式都大大降低。因此，开关脉冲频率有可能降低到20~20KHz的听觉音频范围内，此时，电源系统中的电感和电容极有可能会发生啸叫。关于啸叫，后续有机会单独写一篇文章介绍。
另外，突发模式具有最高的轻载效率，其次是PSM模式，FCM模式轻载效率最低。FCM模式具有最好的轻载调整率和最小的输出电压纹波，其次是PSM模式，突发模式最差。 是Light loading mode, 假如inductor大的话，Burst的频率会变小，这样的噪声会很大。因为Burst Event几率会变小，在人耳的频率范围内。 As the output load decreases, the frequency of single current pulses decreases (see Figure 1a) and the percentage of time the LT8613 is in sleep mode increases, resulting in much higher light load efficiency than for typical converters. By maximizing the time between pulses, the converter quiescent current approaches 2.5μA for a typical application when there is no output load
For some applications it is desirable for the LT8613 to operate in pulse-skipping mode, offering two major differences from Burst Mode operation. First is the . In this mode much of the internal circuitry is awake at all times, increasing quiescent current to several hundred μA. Second is that full switching frequency is reached at lower output load than in Burst Mode operation (see Figure 1b). To enable pulse-skipping mode, the SYNC pin is tied high either to a logic output or to the INTVCC pin. When a clock is applied to the SYNC pin the LT8613 will also operate in pulse-skipping mode.