几十年前提出了零中频接收机。该项目经历了许多应用实践，但大多数都以失败告终。近年来，随着通信系统成本低、功耗低、面积小、集成度高、带宽大，可以很好地解决上述问题。
本文将详细介绍零中频接收机的问题和设计解决方案TI零中频方案TRF3711测试结果表明，宽带系统基站可以实现零中频方案。
1超外差接收机
为了更好地了解零中频接收的优点，本节将简要总结超外差接收机的一些设计困难和缺点。
图1是简单超外差接收机的架构，RF信号经过LNA(低噪声放大器)进入混频器，与振动信号混频产生中频信号输出，镜像抑制过滤器过滤混频的镜像信号，中频过滤器过滤带外的干扰信号，起到信道选择的作用。
超外差接收机种最重要的问题是如何平衡镜像抑制滤波器和信号选择滤波器的设计。如图所示，对于滤波器，当确定其质量因素和插件时，中频越高，对镜像信号的抑制就越好，对干扰信号的抑制就越差。相反，如果中频越低，对镜像信号的抑制就越差，对干扰信号的抑制就很理想。超外差接收器对镜像滤波器和信道滤波器的选择传输要求很高，通常选择声表滤波器(SAW)，或采用高阶LC滤波器不利于系统的集成，成本也很高。
在超外差接收机中，镜像抑制滤波器是外置的，LNA必须驱动50R负载也会导致面积和放大器噪声、增益、线性度和功耗的平衡。
镜像抑制架构也可用于镜像滤波器和选择滤波器的平衡设计，如图2所示Hartley(1)和Weaver(2)拓扑架构，在A点和B点的输出是相同极性的有用信号和极性相反的镜像信号，这样通过后面的加法器，镜像信号就可以被抵消掉，从而达到简化镜像滤波器的设计，但是这种架构由于相位和幅度不平衡，其镜像信号无法完全抑制，如证明(6)、镜像抑制比IIR.
E如果E和θ足够小，可简化为(2)。
这里θ如果是弧度E=5%,θ=5度，IIR约为26dB,如果要达到60dB的IIR,需要θ低于0.1度，很难实现，通常这种结构可以达到30-40dB镜像抑制(7)，因此，即使采用这种结构，镜像抑制滤波器和信道的选择仍需仔细设计。
图二：Hartley和Weaver镜像抑制架构
二、零中频接收机
2.10中频接收机架构的优点
如图3所示，零中频接收机的架构是指RF信号(radiofrequency)直接转换为零频信号，LPF(低通滤波器)用于抑制近端干扰信号，在零中频架构中，在典型的相位/振幅调制中，正交I和Q两个边带信号是必要的，因为两个边带信号包含不同的有用信息，必须在相位上区分。
与超外差架构相比，零中频架构的优点：1：无镜像抑制要求；2：LNA不需要驱动50R负载；3:使用相同的ADC带宽是超外差架构的两倍；4：声表滤波器和复杂的LC采用简单的低通滤波器代替滤波器，有利于集成芯片设计，如图4所示，TRF3711采用零中频架构，集成I/Q解调器，选择低频可调增益放大器和可调信道滤波器，实现高集成方案。
既然零中频接收架构这么简单，为什么到目前为止还没有广泛使用？这是因为零中频接收机容易被各种噪声污染，从而影响系统性能。以下将讨论零中频接收架构的挑战。
2.20中频接收机挑战及解决方案
到目前为止，零中频接收机只用于手持设备，尚未应用于基站。原因是零中频架构上有许多不可避免的噪声源无法抑制。本文将重点讨论闪烁噪声（1/f)，直流偏置(DCoffset)；I/Q不平衡；偶次谐波。
2.2.闪烁噪声(1/f)
闪烁噪声是有源设备的固有噪声，其尺寸随频率的降低而增加，主要集中在低频段。闪烁噪声干扰移动到零中频的基带信号，降低信噪比。在通常的零中频接收器中，增益集中在基带和射频部分(LNA和解调器的增益约为30dB所以下变频信号大概是几十微伏，所以射频输入级(LNA,过滤器等。)噪音变得非常重要。
为了更好地理解闪烁噪声，我们可以独立分析MOS管道在输入闪烁噪声和纯热噪声时的噪声恶化，对于典型的亚微粒MOS计算带宽为1的管道MHz闪烁噪声：(3)
计算从10Hz到200KHz带宽内的闪烁噪声如下
只考虑热噪声
如果考虑闪烁噪声，噪声会增加Pn1/Pn2=16.9dB,闪烁噪声在超外差结构中无关紧要，因为信号主要在中频放大。
减少闪烁噪声的方法（3）：下变频器后的链路在低频工作，可选择双极晶体管，降低闪烁噪声；高通滤波器和类直流校准也可抑制低频噪声。
2.2.2直流偏置(DC-offset)
由于零中频接收器将带宽信号转换为零中频，大量偏置电压会恶化信号。更重要的是，直流偏置信号会饱和饱和中频放大器等混频后级，ADC等。
为了了解直流偏置的起源和影响，我们可以参考图4的接收通道。
如图四(a)本振口，混频器口，LNA隔离度差，Lo(本振信号)可直接通过LNA和混频器，我们称之为本振泄漏Lo信号经过LNA到达混频器，输入Lo信号混频，称为自混频，在C点产生直流成分；类似的情况，如(b)，从LNA将信号耦合到混频器本振输入口，产生直流分量；
为了保证ADC射频端口的微伏级电压通常需要100个链路增益dB以上，其中25-30dB的增益来自LNA以及混频器的贡献。
基于以上分析，我们可以对自混频产生的直流偏置做一个粗略的估计，假设混频器Lo输入信号为0.63Vpp(等同于在50ohm系统中的0dBm)，通常是-6dBm-- 6dBm,假设隔离度为60dB,所以图五(a)，考虑到30dB混频器输出直流信号的射频增益约为10mVpp,在现代通信系统中，LNA输入的有用信号可低至30uVrms,为了采样有用的信号，需要中频放大70dB左右，10mV直流电压也会放大70dB,即使基带放大器是理想的放大器，混频器后的基带放大器也会导致饱和和失真。ADC解决直流偏置问题，而这个动态范围ADC实际上是不可能的。
如何解决零中频接收机的直流偏置问题？最简单的方案是使用交流耦合，例如添加高通滤波器，但随机二进制数据的频谱DC会呈现出一个峰值，很多仿真证明，为了不恶化信号，高通滤波器的频率截止点必须低于数据速率的0.1%,如果是GSM数据速率为200K,这要求滤波器的截止频率为200Hz左右，这么小的值会导致，1:如果直流偏置发生变化，响应会非常缓慢。2:需要非常大的电容和电阻。解决方案是在直流附近最小化信号能量，如UMTS制式的BPSK调制方式。
另一种常用的方法是通过算法校准消除直流偏置，如图5所示TI通过计算122.88MHz时钟周期的直流偏置量，每1.067ms直流偏置实时抵消输入信号。
直流累加
更新直流偏置
更新直流偏置统计
直流偏置补偿
TI盲校算法可以在全温范围内校准直流偏置 /-5mV图6以内为基础TRF实测结果3711。
2.2.3I/Q不平衡(I/Qimbalance)
对于大多数相频调制信号，需要零中频架构I/Q两个信号必须是正交，可以使用射频偏移90图7(a)度或者Lo图7偏移90度(b)，偏移RF信号需要承受严重的噪声-功率-增益之间的平衡，通常采用偏移Lo实现正交解调的方式I/Q两个信号的相位和幅度不平衡会导致解调信号的星座图恶化。
图7:正交生成RF(a)，Lo(b)
为了更好解I/Q设置输入信号为不平衡对信号的影响Xin(t)=acosωct bsinωct,a和b可以随意做 1或者-1,假设I/Q两路相位是相等的，即：
和θ代表增益和相位差，输入信号乘以Lo两相，加上低通滤波器，可以得到以下结果。
图8(a)，(b)为了更直观地解释星座图中的增益不平衡和相位不平衡I/Q在时域图中分析不平衡的影响(c)增益不平衡导致幅度的比例因素不同，图(d)是相位不平衡造成了一个通道的部分脉冲数据恶化另一通道的数据，但是相对镜像信号(实中频)而言，边带信号(复中频)的影响非常小。
虽然与镜像信号相比，I/Q不平衡的影响不是很明显；也需要I/Q处理不平衡信号，尽量保证硬件I/Q除了两个信号的范围一直与相位平衡外，通常还采用算法进行校准，TI(德州仪器)盲校算法可校准至近20dB改进(具体算法过程在此不详细描述)。
图九：I/Q盲校结果
2..4偶次谐波(evenharmonic)
传统的超外差架构对只是对奇次谐波敏感，而零中频接收机则对偶次谐波非常敏感，简单举例，传统的高中频方案，设主信号中频为100MHz,两个干扰信号f1=110MHz,f2=120MH在，三次谐波2f1-f2=100MHz,2f2-f1=130MHz,他们离主信号都很近，而偶次谐波f1-f2,f1+f2等都离主信号很远，从而能够非常容易滤除，所以对零中频架构而言，偶次谐波影响就非常严重，通常以IIP2来定义偶此谐波，相比奇次谐波，偶次谐波的功率更大，而且不像奇次谐波，可以通过频率规划来规避它，而偶次谐波可以产生于任何高功率的调制干扰信号，没有办法通过频率规划来避免。如图十示。
怎样抑制偶次谐波呢？简单的方法就是采用差分LNA和混频器，但有两个问题需要注意，首先，天线和双工器都是单端的，所以需要单端到差分的转换，比如加变压器，由于通常其会有几个dB损耗，会引入几个dB的系统噪声，其次，差分的LNA需要更高的功耗。
2.3TI零中频方案实现
TI发布的零中频接收机TRF3711,集成了宽带的解调器，中频PGA,可调带宽滤波器，自适应的直流校准模块，以及ADC驱动放大器，配合TI的盲校算法，外接LNA模块，就可以实现在基站上的应用(除了MC-GSM外的应用)。
图十二，十三，是基于20MHzOFDM信号的实测结果，显示TRF3711完全能够满足宽带信号的基站应用。
3、总结
零中频接收机天然具有易集成，低功耗，低成本等特点，但是由于其自身的技术特点，零中频接收机还没有在基站系统中广泛的应用，本方案详细分析了零中频接收机的技术难点，以及相应的解决办法，结合TI零中频接收机方案TRF3711的测试结果，证明了零中频接收机在宽带系统中依然是可是实现的。