光伏、风力、燃料电池等新能源具有清洁、无污染、储量丰富等优点，其开发利用已成为缓解全球能源危机和环境污染的重要途径[1]。
然而，单一的新能源发电系统容易受到地理环境、气候等因素的影响，存在供电不连续、稳定性差等缺陷。为了提高供电系统的稳定性和灵活性，需要使用各种新能源联合供电的分布式发电系统[2-3]。
在传统的新能源分布式发电系统中，光伏电池、风力发电机等新能源发电设备通过单输入直流变换器进行功率变换，各直流变换器输出端串联或并联形成公共直流母线，然后连接Buck逆变器向交流负载供电或并网发电[4-5]。文献[5]提出了两级功率变换的风景互补发电系统Buck/Buck-Boost一个直流变换电路Buck逆变电路由两级组成，实现了多输入源的最大功率并网，但每个输入源都需要单独控制，电路拓扑复杂，体积大，成本高。事实上，实用性在很大程度上受到限制。
为了简化电路结构，降低体积、重量和成本，需要集成多个单输入直流变换器[6-9]。文献[7]讨论了一种Buck/Boost/Buck-Boost多输入直流变换器分布式发电系统，多输入源以斩波形式串联连接。直流变换器具有多输入源可同时供电、空间比调节范围大等优点，但续流电路有多个二极管，不易扩展。文献[8]讨论了两级多绕组Buck多绕组直流变换器分布式发电系统Buck通过多个全桥，直流变换器中的多输入源Buck逆变器单元与多绕组高频变压器连接。该分布式发电系统具有输入输出间、多输入源间高频隔离、空间比调整范围广等优点，但变压器结构复杂，功率设备多，控制复杂。
本文提出了全桥分时供电Buck双输入直流变换器具有电路结构简单、电压应力低、控制简单、集成度高、扩展方便等特点。最大功率输出能量管理控制策略和稳态原理的特点被分析和研究 kW样机验证了理论分析的正确性和可行性。
全桥分时供电Buck型双输入直流变换器电路拓扑由两个并联分时选择Buck如图1所示，由类型直流变换器级联组成。其中，并联选择开关是每个并联分时的支路Ss1(Ss2)反向阻断二极管Ds1(Ds2)串联构成。
全桥分时供电Buck双输入直流变换器将输入源电压不稳定Ui1、Ui2变换成正弦双半波电压uL(电流iL)，具有以下特点:(1)两个输入源共同使用一个Buck直流变换器，电路拓扑简单，属于单级功率变换；（2）双输入选择开关在高频开关周期内分时工作，两个输入源分时向负载供电，功率开关设备电压应力低；（3）负载与输入源之间的高频电气隔离，电压匹配能力强；（4）通过控制选择开关Ss1、Ss2可实现双输入源输出功率的调节和双输入源的优先或充分利用。
为充分利用两路新能源，全桥分时供电Buck型双输入DC-DC变换器采用最大功率输出能管理SPWM控制策略[9-10]，如图2所示。ugs_Ss1、ugs_Ss2和ugs_S1-4并联选择开关Ss1、Ss2高频逆变开关S1-4驱动信号。
该能量管理SPWM控制策略是间接控制正弦双半波负载电流的瞬时值和两个输入源输出功率之比，主要包括两个输入源MPPT正弦双半波控制和负载电流控制。工作过程如下：（1）通过采样两个输入源的电压和电流MPPT控制算法后获得的输出值作为电压外环的参考信号Ui1*和Ui2*，通过参考信号和采样信号PI运行后，乘法器与正弦基准信号一起输入，输出分别作为电感电流的给定。iL1和iL2根据能量管理获得两个输入源所需的负载功率后，反映在同一电感电流上的两个重量。（2）电感电流反馈值与基准值进行比较PI运行后获得两个误差信号，将第一个误差信号定义为ie1，两个误差信号之和ie2，再分别将ie1与ie2经绝对值电路后与锯齿波uc交截，产生的PWM脉冲信号uk1和uk2经过逻辑组合电路后，选择开关管Ss1和Ss2载波二分频信号分别对应的驱动信号和uk2经过逻辑和逆变桥四个开关管S1~S4驱动信号。
为了满足设计简单、控制精度高的要求，本文采用了开路电压法与扰动观察法相结合的双模式MPPT实现光伏电池的算法MPPT控制[11-12]，如图3所示。
在系统启动前，检测光伏电池的开路电压。光伏电池最大功率点的参考值为0.提高系统跟踪速度的8倍开路电压值。此后，在扰动观察法的作用下，实时检测电压电流参数，最终使光伏阵列逐渐稳定在最大功率点附近。双模式MPPT算法具有跟踪速度快、控制精度高、开路电压法和扰动观察法的优点，能有效实现光伏电池MPPT控制。
全桥分时供电Buck型双输入DC-DC变换器在高频开关周期内选择开关Ss1和Ss2分时导通，两路输入源依次供电，共5种工作模式，如图4所示。
工作模式1：选择开关Ss1阻断二极管Ds1导通，Ss2和Ds2截止日期，高频逆变开关S1和S4导通，输入源Ui1通过Ui1-Ss1-Ds1-S1-N1-S4高频变压器绕组电压为上正下负 一态，副边绕组通过N2-D1-Lf-uL-D4电路向负载供电，电感电流iLf以(Ui1N2/N1-UL)/Lf斜率上升。
工作模式2：选择开关Ss1阻断二极管Ds1截止，Ss2和Ds2导通，高频逆变开关S1和S4导通，输入源Ui2经Ui2-Ss2-Ds2-S1-N1-S4高频变压器原侧绕组两端增加输入电压，电压为正负 一态，副边绕组通过N2-D1-Lf-ug-D4电路向负载供电，电感电流iLf以(Ui2N2/N1-UL)/Lf斜率上升。
工作模式3：选择开关Ss1、Ss2均截止，副边整流二极管D1、D2、D3、D4均处于导通状态，电感电流iLf电感电流由整流二极管组成-UL/Lf降低斜率。
工作模式4：选择开关Ss1阻断二极管Ds1导通，Ss2和Ds2截止日期，高频逆变开关S2和S3导通，输入源Ui1通过Ui1-Ss1-Ds1-S2-N2-S3高频变压器原边绕组两端加入输入电压，电压为-1态，副边绕组通过N2-D2-Lf-uL-D3电路向负载供电，电感电流iLf以(Yi1N2/N1-YL)/Kf斜率上升。
工作模式5：选择开关Ss1阻断二极管Ds1截止，Ss2和Ds2导通，高频逆变开关S2和S3导通，输入源Ui2通过Ui2-Ss2-Ds2-S2-N1-S3高频变压器原边绕组电压为-1态，副边整流二极管D2、D3导通，副边绕组通过N2-D2-Lf-uL-D3回路负载供电，电感电流iLf以(Ui2N2/N1-UL)/Lf的斜率上升。
由各模态等效电路可知，在一个高频开关周期内逆变桥开关管各导通一次，选择开关Ss1和Ss2在一个高频开关周期内+1态和-1态阶段均导通一次，即在一个开关周期内分别开通和关断两次。
设计实例：两路输入源均采用瑞佳通可编程直流电源TC.P.16.800.400.PV.HMI模拟供电，额定最大功率点电压Ui1=288 V、Ui2=250 V，输出电压220 V正弦双半波，负载额定功率P=3 kW，高频逆变开关频率fs=30 kHz，高频变压器磁芯为Mn-Zn R2KBD型铁氧体PM74/59、绕组匝比N2:N1=24:17，输入滤波电容Ci1=Ci2=1.88 mF，滤波电感Lf=1.2 mH，滤波电容Cf=2.2 μF，Ss1-Ss2选用IXFH60N50P3型MOSFET，S1-S4选用IXFH34N50P3型MOSFET，Ds1-Ds2选用DPG30I400HA型快恢复二极管，D1-D4选用DSEI30-06A型快恢复二极管，控制芯片采用TMS320F28069、主频90 MHz。
设计并研制的3 kVA分时供电全桥Buck型双输入直流变换器样机在带正弦双半波电压源负载、两输入源最大功率点处时的实验波形，如图5所示。
图5实验结果表明：(1)Ss1和Ss2在一个高频开关周期内分时导通，开关频率为60 kHz，电压应力小，如图5(a)、图5(b)所示；(2)高频逆变开关S1~S4在一个高频开关周期各导通一次，开关频率为30 kHz，电压应力为输入电压最大值，如图5(c)、图5(d)所示；(3)副边整流二极管端电压被箝位到电容电压，如图5(e)、图5(f)所示；(4)变压器副边绕组电压uN2正负半周对称，呈现+1态和-1态，如图5(e)、图5(f)所示；(5)输出正弦双半波电流质量高且与正弦双半波电压同频同相，波形THD小，如图5(g)所示。
本文所提出分时供电全桥Buck型双输入直流变换器电路拓扑，是由两个并联分时选择支路和一个Buck型直流变换器级联构成的，具有结构简洁、高频电气隔离、单级功率变换、体积重量小、输出波形质量高、易于扩展等优点。
系统采用最大功率输出能量管理SPWM控制策略，通过输入电压环和SPWM电流瞬时值控制，实现双输入源最大功率输出和输出电流正弦双半波的控制。
该直流变换器在一个高频开关周期内有5个工作模态，并联选择开关Ss1和Ss2分时导通，两路输入源分时向负载供电，开关器件电压应力低。
本文设计并研制了3 kVA分时供电全桥Buck型双输入直流变换器样机，具有电路结构简洁、体积重量小、负载电流质量高等优良性能，验证了所提出电路拓扑和控制策略的正确性与可行性。
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李钊钦，陈道炼
(青岛大学 电气工程学院，山东 青岛266071)