开关电源的设计是一项非常耗时费力的工作，需要不断修改多个设计变量，直到性能达到设计目标。step-by-step介绍反激变换器的设计步骤，并使用6.5W以双路输出反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
基本反激变换器原理图如图1所示，在需要电气隔离输入输出的低功率(1W～60W）反激变换器用于开关电源的应用（Flyback Converter）拓扑结构是最常用的（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
Part2
接下来，参考图2所示的设计步骤，逐步设计反激变换器
------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC
------电网频率：fline（国内为50Hz）
------输出功率:(等于各种输出功率之和)
------对变换器效率的初步估计：η(低压输出时，η取0.7～0.75、高压输出时，η取0.8～0.85)根据估计效率估计输入功率:
定义多路输出KL（n）N路输出功率与输出总功率的比值：
单路输出时，KL（n）=1.
Cbulk取值与输入功率有关，通常是宽输入电压(85~265VAC），取2～3μF/W；窄范围输入电压(176~265VAC），取1μF/W可以，电容充电占空比。Dch 一般取0.2即可。
一般来说，整流后的最小电压Vinmin_DC反激变换器的设计可以通过Cbulk计算Vinmin_DC：
反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）与电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM该模式具有较好的开关特性，二次整流二极管零电流关闭，因此不存在CCM二极管反向恢复模式的问题。另外，由于功率等级相同，DCM变压器比模式CCM模式存储的能量较少，因此DCM变压器尺寸较小。但是，相比之下CCM模式而言，DCM模式使初级电流RMS 增加，这将增加MOS二次输出电容的电流应力会增加管道的导通损耗。因此，CCM在低压大电流输出中经常推荐模式，DCM经常推荐使用高压模式 小电流输出场合。
图4反激变换器
对CCM对于模式反激变换器，输入输出的电压增益仅由空比决定。而DCM模式反激变换器，输入输出的电压增益由空比和负载条件同时决定，使DCM电路设计的模式变得更加复杂。但是，如果我们在那里DCM模式与CCM模型的临界处（BCM模式)，最低输入电压（Vinmin_DC）、设计在满载条件下DCM模式反激变换器可以简化问题。因此，反激变换器是否工作CCM模式，还是DCM我们都可以遵循模式CCM设计模式。
如图 4（b）所示，MOS当管道关闭时，输入电压Vin二次反射电压nVo共同叠加在MOS的DS两端。最大比例Dmax反射电压确定后Vor（即nVo）、二次整流二极管道承受的最大电压VD以及MOS管道承受的最大电压Vdsmax，可以下式得到：
通过公式(5)(6)(7)，Dmax 取值越小，Vor 越小，进而MOS管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应该保证MOS尽可能增加管道的足够量Dmax，降低二次整流管的电压应力。Dmax应保证取值Vdsmax不超过MOS80%的管道耐压等级；同时，控制峰值电流模式的反激变换器，CCM在模式条件下，当占空比超过0时.5 次谐波震荡发生时。综合考虑，耐压值为700V（NCP1015）的MOS在管道设计中，Dmax不超过0.45为宜。
对于CCM当输入电压发生变化时，变换器可能会从CCM模式过渡到DCM变压器的初级电感器设计在最恶劣条件下(最低输入电压和满载)Lm。以下决定：
其中，fsw反激变换器的工作频率，KRF其定义如下图所示：
对于DCM设计模式变换器时KRF=1。对于CCM模式变换器，KRF<1，此时，KRF 初级电流的平方根值会影响（RMS），KRF越小，RMS越小，MOS管道损失越小，但是太小KRF 会增加变压器的体积，需要反复测量。一般而言，设计CCM宽压输入时(90~265VAC），KRF取0.25～0.5.窄压输入(176~265VAC），KRF取0.4～0.8 即可。
一旦Lm确定，流过MOS管道电流峰值Idspeak和均方根值Idsrms随之确定：
其中：
在设计中，需要保证Idspeak不超过选用MOS最大电流值为80%，Idsrms用来计算MOS 管道导通损失Pcond，Rdson为MOS管道的导电阻。
铁氧体磁芯是开关电源设计中应用最广泛的磁芯，可加工成多种形状，以满足多路输出、物理高度、优化成本等不同的应用需求。
在实际设计中，由于变量过多，磁芯的选择没有非常严格的限制，有很大的选择空间。选择方法之一是，我们可以参考磁芯供应商提供的选择手册。如果没有合适的参考资料，请参考下表：
选择磁芯后，通过它Datasheet查找Ae确定磁通摆幅和磁化曲线△B，以下公式确定次级线圈匝数：
其中，DCM模式时，△B取0.2～0.26T；CCM时，△B取0.12～0.18T。
首先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组匝数以主路绕组匝数为参考。主反馈回路绕组匝数为：
其余输出绕组的匝数为：
辅助线圈绕组的匝数Na为：
根据每个绕组流过的电流RMS确定绕组线径。
初级电感绕组电流RMS：
二次绕组电流RMS以下决定：
ρ单位：A/mm2.通常，当绕组线圈较长时间时（>1m），线圈电流密度取5A/mm2；绕组线圈长度较短时，线圈电流密度为6~10A/mm2.当流过线圈的电流相对较大时，可多组细线并绕的方式，以减少皮肤收集效果的影响。
其中，Ac是所有绕组线截面积的总和，KF为填充系数，一般取0.2～0.3。
检查磁芯的窗口面积(如图所示 7（a）所示），大于公式 21 计算结果。
每个绕组输出整流管承受的最大反向电压值VD（n）和均方根值IDrms（n）如下：
应满足所选二极管的反向耐压值和额定正向导电流：
第n 路输出电容Cout（n）的纹波电流Icaprms（n）为：
所选输出电容的纹波电流值Iripple需满足：
输出电压纹波由以下公式决定：
有时，单个电容器的高度ESR，变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性。此时，可以在输出端并联多个电容器，也可以添加一级LC改善变换器纹波噪声的过滤方法。LC滤波器的转折频率要大1/3开关频率，考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载，L不宜过大，建议不超过4.7μH。
如图 8 所示，反激变换器在MOS关断的瞬间，由变压器漏感LLK与MOS管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS管的漏极，如果不加以限制，MOS管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。
反激变换器设计中，常用图 9（a）所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD钳位吸收）。
RClamp由下式决定，其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50～100V，LLK为变压器初级漏感，以实测为准：
图 9 RCD 钳位吸收
CClamp由下式决定，其中Vripple一般取Vclamp的5%～10%是比较合理的：
输出功率比较小（20W以下）时，钳位二极管可采用慢恢复二极管，如1N4007；反之，则需要使用快恢复二极管。
开关电源系统是典型的闭环控制系统，设计时，补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器，绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统，所以它的补偿电路容易设计。通常，使用Dean Venable提出的Type II补偿电路就足够了。
在设计补偿电路之前，首先需要考察补偿对象（功率级）的小信号特性。
如图8所示，从IC内部比较器的反相端断开，则从控制到输出的传递函数（即控制对象的传递函数）为：
附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作在DCM模式，从控制到输出的传函为：
其中：
Vout1为主路输出直流电压，k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数（对NCP1015而言，k=0.25），m为初级电流上升斜率，ma为斜坡补偿的补偿斜率（由于NCP1015内部没有斜坡补偿，即ma=0），Idspeak为给定条件下初级峰值电流。于是我们就可以使用Mathcad（或Matlab）绘制功率级传函的Bode图：
在考察功率级传函Bode图的基础上，我们就可以进行环路补偿了。
前文提到，对于峰值电流模式的反激变换器，使用Dean Venable Type II补偿电路即可，典型的接线方式如下图所示：
通常，为降低输出纹波噪声，输出端会加一个小型的LC滤波器，如图 10 所示，L1、C1B构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性，L1、C1B的引入，使变换器的环路分析变得复杂，不但影响功率级传函特性，还会影响补偿网络的传函特性。然而，建模分析后可知：如果L1、C1B的转折频率大于带宽fcross的5倍以上，那么其对环路的影响可以忽略不计，实际设计中，建议L1不超过4.7μH。于是我们简化分析时，直接将L1直接短路即可，推导该补偿网络的传递函数G(s)为：
其中：
CTR为光耦的电流传输比，Rpullup为光耦次级侧上拉电阻（对应NCP1015，Rpullup=18kΩ），Cop为光耦的寄生电容，与Rpullup的大小有关。图13（来源于Sharp PC817的数据手册）是光耦的频率响应特性，可以看出，当RL（即Rpullup）为18kΩ时，将会带来一个约2kHz左右的极点，所以Rpullup的大小会直接影响到变换器的带宽。
k Factor（k因子法）是Dean Venable在20世纪80年代提出来的，提供了一种确定补偿网络参数的方法。
如图 14 所示，将Type II补偿网络的极点wp放到fcross的k倍处，将零点wz放到fcross的1/k处。图12的补偿网络有三个参数需要计算：RLed，Cz，Cpole，下面将用k Factor计算这些参数：
-------确定补偿后的环路带宽fcross：通过限制动态负载时（△Iout）的输出电压过冲量（或下冲量）△Vout，由下式决定环路带宽：
-------考察功率级的传函特性，确定补偿网络的中频带增益（Mid-band Gain）：
-------确定Dean Venable因子k：选择补偿后的相位裕量PM（一般取55°～80°），由公式32得到fcross处功率级的相移（可由Mathcad 计算）PS，则补偿网络需要提升的相位Boost 为：
则k由下式决定：
-------补偿网络极点（wp）放置于fcross的k倍处，可由下式计算出Cpole：
-------补偿网络零点（wz）放置于fcross 的1/k 倍处，可由下式计算出Cz：
Part3
计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析，减轻劳动强度，避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差，还可以与实物调试相互补充，最大限度的降低设计成本，缩短开发周期。
本例采用经典的电流型控制器UC3843（与NCP1015控制原理类似），搭建反激变换器。其中，变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。
仿真测试条件：低压输入（90VAC，双路满载）
图17 仿真原理图
从图18可以看出，最低Cbulk上的最低电压为97.3V，与理论值98V大致相符。
测试条件：低压输入，满载，主路输出电流0.1A---1A---0.1A，间隔2.5ms，测试输出电压波形。
Part4
a. 整流二级，钳位吸收二极管，MOS管与变压器引脚，这些高频处，引线应尽可能短，layout时避免走直角；
b. MOS管的驱动信号，检流电阻的检流信号，到控制IC的走线距离越短越好；
c. 检流电阻与MOS和GND的距离应尽可能短。
a. 所有小信号GND与控制IC的GND相连后，连接到Power GND（即大信号GND）；
b. 反馈信号应独立走到IC，反馈信号的GND与IC的GND相连。
a. 输出小信号地与相连后，与输出电容的的负极相连；
b. 输出采样电阻的地要与基准源（TL431）的地相连。
Part5
Part6
本文详细介绍了反激变换器的设计步骤，以及PCB设计时应当注意的事项，并采用软件仿真的方式验证了设计的合理性。同时，在附录部分，分别给出了峰值电流模式反激在CCM模式和DCM模式工作条件下的功率级传递函数。
附录：峰值电流模式功率级小信号
对CCM模式反激，其控制到输出的传函为：
峰值电流模式的电流内环，本质上是一种数据采集系统，功率级传函由两部分Hp（s）和Hh（s）串联组成，其中
Hh(s)为电流环电流采样形成的二阶采样环节（由Ray Ridley 提出）：
其中：
上式中，PO为输出总功率，k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，Vout1为反馈主路输出电压，Rs为初级侧检流电阻，D为变换器的占空比，n为初级线圈NP与主路反馈线圈Ns1 的匝比，m为初级电流上升斜率，ma为斜坡补偿的补偿斜率，Esr为输出电容的等效串联电阻，Cout是输出电容之和。
注意：CCM模式反激变换器，从控制到输出的传函，由公式40可知，有一个右半平面零点，它在提升幅值的同时，带来了90°的相位衰减，这个零点不是我们想要的，设计时应保证带宽频率不超过右半平面零点频率的1/3；由公式41可知，如果不加斜坡补偿（ma=0），当占空比超过50%时，电流环震荡，表现为驱动大小波，即次谐波震荡。因此，设计CCM模式反激变换器时，需加斜坡补偿。
对DCM模式反激，控制到输出的传函为：
其中：
Vout1为主路输出直流电压，k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，m为初级电流上升斜率，ma为斜坡补偿的补偿斜率，Idspeak为给定条件下初级峰值电流。
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