{ 静 态 功 耗 大 对 电 源 波 动 敏 感 \begin{cases}静态功耗大\\对电源波动敏感\end{cases} { 静态功耗大对电源波动敏感

直流： V b = R o n R o n R × V C C V_{b}=\frac{R_{on}}{R_{on} R}\times V_{CC} Vb= Ron​+RRon​​×VCC​ V C C ↑ ， I D S ↑ ， R o n ↓ ， V b V_{CC}\uparrow，I_{DS}\uparrow，R_{on}\downarrow，V_{b} VCC​↑，IDS​↑，Ron​↓，Vb​稳定 利用负反馈，使V_{b}更稳定，受电源电压波动影响小。 近似一个稳压源 交流情况下： r<< R o n R_{on} Ron​，交流电阻非常小，电源电压波动对交流信号的影响更小

理想偏置需要有理想恒流源与理想恒压源正交，二者配合才可，但二者构成闭合回路无法构成理想恒流源 线性电流镜V_GS一致，只需V_GS不一致，则变为非线性电流镜。

一个线性电流镜，一个非线性电流镜，二者有交点则此电流源成立，且几乎不与V_cc相关 电路先是正反馈起振，电流大了之后，由于R的原因，负反馈效果变得明显，电流稳住。 如果R放在左边，一开始就负反馈，电路不起振，何谈电流

所以，我们可以得到如下电路：

PM1、PM2定义I₁与I₂的关系，但不决定I₁与I₂的大小 引入R决定I₁与I₂的大小 易得， R ↑ →   ( I 1 ， I 2 ) ↓ R\uparrow\rightarrow\ (I_{1}，I_{2})\downarrow R↑→ (I1​，I2​)↓ 假如I₁：I₂=1：1 I = V R R = V G S 1 − V G S 2 R I=\frac{V_{R}}{R}=\frac{V_{GS1}-V_{GS2}}{R} I=RVR​​=RVGS1​−VGS2​​ 饱和区： I = 1 / 2 k Δ 2 ， Δ = 2 I k ， V T H I=1/2k\Delta^{2}，\Delta=\sqrt{\frac{2I}{k}}，V_{TH} I=1/2kΔ2，Δ=k2I​ ​，VTH​一致，则 V G S 1 − V G S 2 = Δ 1 − Δ 2 V_{GS1}-V_{GS2}=\Delta_{1}-\Delta_{2} VGS1​−VGS2​=Δ1​−Δ2​ I = 2 I k 1 − 2 I k 2 R I=\frac{\sqrt{\frac{2I}{k_{1}}}-\sqrt{\frac{2I}{k_{2}}}}{R} I=Rk1​2I​ ​−k2​2I​ ​​ 假设k₂：k₁=N>1 I = 2 I R ( 1 k 1 − 1 k 2 ) = 2 I R k 1 ( N − 1 N ) I=\frac{\sqrt{2I}}{R} (\frac{1}{\sqrt{k_{1}}}-\frac{1}{\sqrt{k_{2}}})=\frac{\sqrt{2I}}{R\sqrt{k_{1}}}(\frac{\sqrt{N}-1}{\sqrt{N}}) I=R2I ​​(k1​ ​1​−k2​ ​1​)=Rk1​ ​2I ​​(N ​N ​−1​) I = 2 R k 1 ( N − 1 N ) \sqrt{I}=\frac{\sqrt{2}}{R\sqrt{k_{1}}}(\frac{\sqrt{N}-1}{\sqrt{N}}) I ​=Rk1​ ​2 ​​(N ​N ​−1​) I = 2 ( N − 1 ) 2 R 2 k 1 N I=\frac{2(\sqrt{N}-1)^{2}}{R^{2}k_{1}N} I=R2k1​N2(N ​−1)2​ 与V_cc无关，就很棒

还有另一种形式

此种电流镜较上个略差，因为NM2出现衬偏效应导致V_TH不一致

1、N较小时，V_GS差太小，NM1、NM2稍微的失配产生的小误差电压对V_R影响大 2、N较大时， I = 1 / 2 k Δ 2 I=1/2k\Delta^{2} I=1/2kΔ2， k ↑ →   Δ ↓ k\uparrow\rightarrow\ \Delta\downarrow k↑→ Δ↓，V_GS过小时，MOS进入亚阈值区，不成平方率。 一 般 的 ， N 取 4 / 6 / 8 \color{red} {一般的，N取4/6/8} 一般的，N取4/6/8

恒流源串接恒压源，如果理想化，恒流源交流阻抗 ∞ \infty ∞，恒压源交流阻抗0，稳定。 如果做不到理想化，则尽量让恒流源阻抗尽量大，因为恒压源阻抗不易减小。 虚 短 ， 通 过 对 电 路 状 态 的 控 制 ， 使 两 电 位 相 同 \color{red} {虚短，通过对电路状态的控制，使两电位相同} 虚短，通过对电路状态的控制，使两电位相同

一般的，半边电路至少一个恒流源一个恒压源，如图：

把恒流源阻抗做到 ∞ \infty ∞，就算恒压源有小阻抗， r r + ∞ = 0 \frac{r}{r+\infty } =0 r+∞r​=0，如此，即可把电源的波动对电路的影响降到最低。

I P N = I S O ⋅ exp ⁡ V B E V T I_{PN}=I_{SO}\cdot \exp^{\frac{V_{BE}}{V_{T}}} IPN​=ISO​⋅expVT​VBE​​ V B E = V T ⋅ ln ⁡ I P N I S O V_{BE}=V_{T}\cdot \ln\frac{I_{PN}}{I_{SO}} VBE​=VT​⋅lnISO​IPN​​ V B E 1 − V B E 2 R = V T ⋅ ln ⁡ I P N 1 I P N 2 ⋅ I S O 2 I S O 1 R \frac{V_{BE1}-V_{BE2}}{R}=\frac{V_{T}\cdot \ln\frac{I_{PN1}}{I_{PN2}}\cdot \frac{I_{SO2}}{I_{SO1}}}{R} RVBE1​−VBE2​​=RVT​⋅lnIPN2​IPN1​​⋅ISO1​ISO2​​​ 若 I P N 1 = I P N 2 I_{PN1}=I_{PN2} IPN1​=IPN2​ V B E 1 − V B E 2 R = V T ⋅ ln ⁡ I S O 2 I S O 1 R \frac{V_{BE1}-V_{BE2}}{R}=\frac{V_{T}\cdot \ln\frac{I_{SO2}}{I_{SO1}}}{R} RVBE1​−VBE2​​=RVT​⋅lnISO1​ISO2​​​ I S O ∝ I_{SO}\propto ISO​∝ PN结的面积 令二者面积比为N V B E 1 − V B E 2 R = V T ⋅ ln ⁡ N R \frac{V_{BE1}-V_{BE2}}{R}=\frac{V_{T}\cdot \ln N}{R} RVBE1​−VBE2​​=RVT​⋅lnN​ 此电流较小

I 2 I 1 = ( W / L ) 2 ⋅ ( 1 + λ 2 V D S 2 ) ( W / L ) 1 ⋅ ( 1 + λ 1 V G S 1 ) \frac{I_{2}}{I_{1}}=\frac{(W/L)_{2}\cdot (1+\lambda_{2}V_{DS2})}{(W/L)_{1}\cdot (1+\lambda_{1}V_{GS1})} I1​I2​​=(W/L)1​⋅(1+λ1​VGS1​)(W/L)2​⋅(1+λ2​VDS2​)​ 且要时刻保持 V D S 2 、 V D S 3 > Δ V_{DS2}、V_{DS3} > \Delta VDS2​、VDS3​>Δ，否则MOS进入线性区，电流就不成比例了。 1 λ = V A = V A 0 ⋅ L \frac{1}{\lambda}=V_{A}=V_{A0}\cdot L λ1​=VA​=VA0​⋅L，当二者L保持一致，则 λ \lambda λ一致，如果V_DS2=V_DS1=V_GS1，则 I 1 I 2 = ( W / L ) 2 ( W / L ) 1 \frac{I_{1}}{I_{2}}=\frac{(W/L)_{2}}{(W/L)_{1}} I2​I1​​=(W/L)1​(W/L)2​​ 如果V_DS2做不成一致，那么就把 λ \lambda λ做成0 V_DS相等：匹配。 λ \lambda λ=0：能力强